Рис. 3.9. Зависимость максимальных значений нагрузки элементов силового контура от коэффициента мощности

Рис. ЗЛ а (многонратная ШИМ)

Рис. 3.1,а(а^нпкратнаШИ/Ч)

100 80 60 40 20

Рис. 3.10. Зависимость суммарных потерь мощности в полупроводниковых силовых элементах от коэффициента мощности нагрузки

Трансформатор незначительно разгружается при уменьшении Y только при однократной ШИМ вследствие снижения потерь в сердечнике.

Сравним расчетные мош,ности элементов для различных видов модуляции при одинаковой кратности регулирования ги- Согласно (2.6), а также (2.8) и (2.30) минимальное значение коэффициента 7 (при угпах=\)

min (/) arcsin (1/8у) при Однократной ШИМ; 7j. = l/8j при многократной ШИМ. J

(3.33)

Для у в пределах от 1 до утш с помощью формул, приведенных в табл. 3.2, определены максимальные суммарные значения токов мостовой схемы, показанные на рис. 3.9 для кратности Ес7=2 в зависимости от cos фн.

Из этого рисунка видно, что наименьшая расчетная мощность транзисторов, диодов и конденсаторов (при со5фн>0,8) получается при однократной ШИМ, а наибольшая - при многократной

синусоидальной ШИМ.

Если коэффициент мощности нагрузки имеет не отстающий, как рассматривалось ранее, а опережающий характер, то все рассмотренные для мостовой схемы расчетные соотношения и графики остаются справедливыми, но то, что относилось ранее к транзисторам и диодам Ti(2) и Д](2), будет относиться соответственно к Гз(4) и Дз(4), и наоборот.

Для оценки КПД сравниваемых видов модуляции проведен числовой расчет инвертора с номинальной мощностью 5н = = 1000 В-А и минимальным напряжением питания Uumin = 2Q В, с базисным током согласно (1.8) /базис = 50 А. При расчете сопротивление насыщения транзисторов принято равным 0,01 Ом, а падение напряжения на диоде 1 В. Расчет статических потерь в транзисторах и диодах проведен по (1.11) и (1.6). Результаты расчета в виде зависимости суммарных статических потерь в силовых полупроводниковых элементах от cos фн и у показаны на рис. 3.10, При всех cos фн и у применение однократной ШИМ снижает статические потери в транзисторах и диодах по сравнению с многократной ШИМ на 20-30 %.

3.2.3. ОСОБЕННОСТИ ВАРИАНТОВ СХЕМ

При выполнении схем с коротящим ключом того или иного вида (рис. 3.4, а-е) ток по основным транзисторам и диодам Ti (Г2) Д] (Д2) во в^)емя нулевой паузы выходного напряжения не протекает. Поэтому диаграмма тока для этих элементов соответствует диаграмме потребляемого тока in (см. рис. 3.5-3.7). Ток коро-тящего ключа протекает только во время указанной паузы, и его диаграмма Ikop показана на рис. 3.5.

В схеме с последовательным дополнительным ключом (рис. 3.4,ж) токи основных транзисторов Ti{T2) и диодов Д1 (Д2) имеют такую же форму, как и в обычной мостовой схеме, т.е. имеют длительность полупериода. Ток дополнительного ключа 7з(Дз) протекает только на интервале импульса выходного напряжения, т.е. соответствует току in (см. рис. 3.5-3.7).

В схеме с последовательным соединением транзисторов в плече (рис. 3.4, з) роль дополнительного ключа выполняют транзисторы 71(72) и диоды Д](Д2), т.е. диаграммы их токов также соответствуют диаграмме тока in, а через транзисторы Гз(Г4) и диоды Дз(Д4) протекает ток как на интервале импульса выходного напряжения, так и на интервале нулевых пауз с обеих сторон этого импульса. Поэтому при фн<я(1-7)/2 ток через каждый из транзисторов TsiT) протекает в течение всего полупериода.

Токи транзисторов и диодов схемы с индуктивным делителем напряжения (см. рис. 3.4, и) соответствуют токам транзисторов и диодов обычной мостовой схемы (см. рис. 3.5-3.7), так как при соответствующем обозначении ключей указанных схем диаграммы их открытых состояний совпадают.

По аналогии с мостовой схемой был проведен расчет статических потерь в транзисторах и диодах схемы с коротящим клю-

чом (рис. 3.4,6) и с последовательным ключом (рис. ЗА, ж). Результаты расчета при тех же исходных данных и параметрах транзисторов и диодов приведены на рис. 3.10.

Из этого примера можно сделать следующие выводы:

при неглубоком регулировании выходного напряжения {еи = = 1,2-=-1,3) схема с коротящим ключом имеет почти вдвое мень-щие, чем мостовая, потери в транзисторах и диодах;

при глубоком регулировании (et/= 1,52,0) и высоких cos фн (0,8-1) разница в потерях указанных схем незначительна;

потери в схеме с дополнительным последовательным ключом в исходном режиме (y=1) одинаковы с потерями в мостовой схеме, но в процесс регулирования (уменьшения у) они становятся меньше, особенно при низких cosфн.

Несмотря на уменьшенное количество транзисторов в схеме с дополнительным ключом (рис. 3.4,) и снижение потерь мощности в некоторых отмеченных режимах работы, наиболее широко применяется мостовая схема (рис. 3.1, а), имеющая выходной трансформатор с минимальными габаритными размерами и массой.

В схеме на рис. 3.4, з можно использовать относительно низковольтные транзисторы при повышенном питающем напряжении.

В схеме на рис. ЗА и имеется то же количество транзисторов и диодов и та же их нагрузка (потери мощности), что и в мостовой схеме на рис. 3.1, а. Особенность данной схемы так же, как и схемы на рис. 3.4, з, состоит в соединении одного вывода нагрузки с источником, что позволяет их эффективно использовать в многофазных и многоячейковых инверторах (см. гл. 8).

3.3. РЕГУЛИРУЕМЫЕ ИНВЕРТОРЫ С АМПЛИТУДНО-ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

Схема инвертора, в котором при изменении длительности импульсов управления изменяется амплитуда выходного напряжения, показана на рис. 3.11, а-в [3.6]. Она образована из схемы на рис. 3.4, в с двухтранзисторным коротящим ключом путем включения последовательно во входную цепь инвертора дросселя L и подключения положительного вывода входного конденсатора С к точке соединения транзисторов коротящего ключа Гз и Г4. Благодаря этому ток, потребляемый инвертором, является непрерывным, а напряжение на конденсаторе увеличено относительно напряжения питания инвертора.

Во время формирования положительного импульса выходного напряжения открыта одна пара диагонально включенных транзисторов (Ti и Г4), а во время отрицательного импульса - другая пара транзисторов (Г2 и Гз). Во время формирования паузы выходного напряжения возможны три способа управления транзисторами: открыты Гз и Г4, закрыты Ti и Г2 (рис. 3.11, г); открыты Ti и Г2, закрыты Гз и Г4 (рис. 3.11,); состояние транзисторов при первом способе управления чередуется на повышенной частоте

г 9 w

Tz Ъ

Х /Л

zzzzzzzzzzzz:

П П

П П

П П П

Рис. 3.11. Инвертор с амплитудно-широтно-импульсной модуляцией выходного напряжения

С состоянием транзисторов при втором способе управления (рис. 3.11,е).

При первом способе управления выходное напряжение инвертора (действующее и среднеее значения) ниже входного и поэто-

му данный режим можно назвать режимом понижения напряжения (режим ПН). При втором способе управления выходное напряжение инвертора выше входного и поэтому данный режим можно назвать режимом повышения напряжения (режим ПВ). При третьем способе управления [3.7] удается сохранить неизменной форму выходного напряжения [длительность паузы (1-уинв) Г/2], а амплитуда напряжения регулируется изменением соотношения между длительностью открытого состояния транзисторов Ti, Г2 и Гз, Г4 (коэффициента урет)

Определим регулировочные характеристики инверторов, используя условие равенства нулю среднего за период напряжения на дросселе.

Обозначим отношение витков обмоток выходного трансформатора kip= = wjw2 и примем отношение витков Wa/wi равным единице.

В режиме ПН на интервале времени у\ Т/2 к дросселю приложено напряжение

а на интервале времени (1-Yi) Г/2 напряжение

Используя указанное выше условие

L,V7/2 = L,(l-Vi)r/2.

получаем

C=M1-Vi(l-TP)1. (3,34)

Из (3.34) с учетом того, что Uc - Unkiv, получаем амплитуду выходного напряжения

f/H.M. = f/H.M/f/n = feTp/[l - Yi (1 - Ml, (3.35)

среднее значение выходного напряжения

f/н.ср. = Vn.cvlUn = YiWll - Vi(l -Ml (3-36)

и действующее значение первой гармоники выходного напряжения

н.действ!* = H.fleficTBi/f/n = 0.9feTpSin(nYi/2)/[l -Yi(l - &тр)Ь (3-37)

Аналогично в режиме ПВ f/i,i = f/n на интервале (1-уг) Г/2; UL2=kTpUc-Uu на интервале у2 Т/2;

i/F.M.= I/Y2; (3.39)

н.действ!* = 0,9sin(nY2/2)/Y2- (3-40)

Среднее значение выходного напряжения в данном режиме не зависит от y2 и равно напряжению питания.

На рис. 3.12, а показаны построенные по (3.34) - (3.40) зависимости напряжения на нагрузке и на конденсаторе от yi (y2) для значений Лтр = 0,5; 0,75 и 0,25. Из регулировочных характеристик (рис. 3.12, а) видно, что в режиме ПН измене-кие напряжения первой гармоники f/н.действ и при уменьшении у происходит бо-

бУ 0,25 0,50 0,75

0,33 0,66 1,0 0,66 0,33 о о Djl 0,4 0,6 0,8

Рис. 3.12. Характеристики инвертора, показанного на рис. 3.11

лее резко, чем е схема.х с широтно-импульсной модуляцией, рассмотренных в предыдущем параграфе, вследствие одновременного уменьшения при этом амплитуды выходного напряжения Uu.u*. Благодаря этому для заданной кратности напряжения питания ги требуется более узкий диапазон изменения у. Приняв Ymax=l при Unmin ИЗ (3.37) получзем:

(3.41)

Например, при ни~2 и тр=0,25 из (3.41) получаем yimin=0,7, а при широтно-импульсной модуляции согласно (2.8)

8у = агс8Ш(яу^./2),

т. е. при 81/= 2 Углгп = 0,33.

Следовательно, для заданной кратности eu = 2 диапазон изменения у вдвое меньше, что улучшает спектральный состав выходного напряжения, т. е. уменьшается масса фильтра и загрузка силовой цепи высшими гармониками. В этом состоит положительное свойство схем данного класса.

В режиме ПВ выходное напряжение первой гармоники б^н.действ!, регулируется незначительно, а его среднее значение вообще не регулируется. Поэтому данный режим малоэффективен.

Второе положительное свойство рассматриваемых схем состоит в их способности работать при питании о-- источника тока, т. е. источника с большим внутренним сопротивлением, роль которого может полностью или частично выполнять дроссель L.

Третья особенность схем на рис. 3.11, а-в состоит в повышении напряжения на конденсаторе и на транзисторах в тем большей степени, чем меньше коэффициент трансформации йтр, что видно из кривых Uc*=fiy) на рис. 3.12, а.

Указанное повышение напряжения приводит к снижению токов конденсатора и транзисторов при заданной мощности нагрузки и, следовательно, к снижению габаритных размеров этих элементов при относительно низковольтном источнике питания. Определим расчетные значения напряжения и тока элементов схем на рис. 3.11 в режиме ПН.

На интервале времени ух Т/2 (рис. 3.11, г) напряжение на закрытом транзисторе Ti (Га)

fK3i(K32) = 2t/,i = 2C/*.p. (3-42)

а на закрытом транзисторе Тз (Tt)

fK33(K34) = Uc{w+w-2w)/w==2Uc{l -fep). (3.43)

На интервале времени (i-yi) /2, т. е. во Бремя формирования нулевой паузы, напряжение на закрытых транзисторах Ti и Гг

К31(К32) = . (3-44)

Используя (3.42) - (3.44), с помощью (3.34) и (3.41) можно определить зависимость максимального значения напряжения на транзисторах от выбранного соотношения витков k-p, показанную на рис 3.12,6 для еи = 2.

Максимальное напряжение к транзисторам приложено в режиме ymin {Unmax, Ucmax), причем ДЛЯ трэнзисторов Ti (Гг) оно максимально при тр>0,5 на интервале формирования импульса выходного напряжения, а при Ьтр<0,5 - на интервале формирования паузы. Данный режим является расчетным для выбора транзисторов по напряжению. Расчетным режимом по току транзисторов, диодов и конденсатора является режим yimax = I (Unmax), так как при этом все токи максимальны.

Согласно (3.34) при Yi = 1 напряжение на конденсаторе в 1/&тр раз больше Unmin, поэтому рзсчетное значение тока конденсатора данной схемы в ктр раз меньше указанного в табл. 3.2.

Приведенный к обмотке Wi ток конденсатора остается тем же, что и в схеме на рис. 3.4, б, и поэтому для расчета токов транзисторов Г] (Га) и диодов Ml (Д2) остаются справедливыми формулы, относящиеся к схеме на рис. 3.4, б.

Из (3.43) с учетом (3 38) следует, что при у=1 напряжение на транзисторах Тг (Т,)

КЭЗ(КЭ4) = 2 (1 *тр) umiJtp-

Поэтому для расчета токов /тз(т4)действ. и /дз(д4). можно использовать формулы табл. 3.2, умножая их соответственно на

сх = *тр/2У^(1 - А;тр) и А;сх = *тр/4 (1 - Атр)-

Например, при йтр = 0,25 токи транзисторов Гз (Г4) и диодов Яз {Да) уменьшены^ в 3 раза по сравнению с токами в схеме на рис. 3.4, б.

Если, кроме того, учесть отмеченное выше увеличение ymin с 0,33 до 0,7 при ег = 2, то согласно расчетам максимальные (расчетные) значения токов транзисторов Tz{Tk) уменьшатся в 15 раз, а диодов в 20 раз по сравнению с токами

в схеме на рис. 3.4, б. Следовательно, габаритные размеры и потери в полупроводниковых элементах рассматриваемых схем при малых значениях ferp будут почти вдвое меньше, чем в схемах, рассмотренных в § 3.2.

Схемы на рис, 3.11,6 предпочтительно применять при невысоком уровне входного напряжения, когда значение тр мало.

Недостатком схемы на рис. 3.11,6 является увеличенная расчетная мощность трансформатора, так как в каждый полупериод ток проходит не только по первичной обмотке Wi, но и по обмотке Ш2-W\. Например, при тр=0,25, расчетная мощность трансформатора увеличена на 25%. Если инвертор питается от источника с малым внутренним сопротивлением, то при введении дросселя габаритные размеры магнитных элементов схемы увеличиваются примерно в 1,5 раза. Поэтому целесообразность использования схем, описанных в данном параграфе, определяется рабочей частотой, выходной мощностью, напряжением и внутренним сопротивлением источника питания, а также располагаемой элементной базой.

При третьем способе управления (рис. 3.11,е), обеспечивающем неизменность формы выходного напряжения с относительной длительностью импульса уинв, регулировочная характеристика определяется так же, как и ранее, из условия равенства нулю среднего за полупериод напряжения на дросселе. Если число интервалов коммутации транзисторов во время паузы выходного напряжения обозначить через i, то длительность указанного интервала

т = (1~7инв)та, (3.45)

а длительность интервала при одновременно открытых транзисторах Т\ и Гг будет равна урегТ (см. рис. 3.11, е). При этом к дросселю будет приложено положительное напряжение ULi = Un. При одновременно открытых транзисторах Гз и Г4 в течение времени (1-7рег)т к дросселю приложено отрицательное напряжение

а во время импульса выходного напряжения длительностью 7инвГ/2 (открыты Ti и Гз) к дросселю приложено также отрицательное напряжение

Из условия

t3 = y<:fe,p-t -

И с учетом того, что при принятом ранее Шн/ш1 = 1 амплитуда выходного напряжения UuM = Uckrp, получаем

н.м. = н.м/п = тр/[тр + (1 - Тинв) (1 - тр - ?рег)]. (3.46)

Подставляя в (3.46) значения 7рег=1 и 7рег=0, получаем соответственно максимальное и минимальное значения Um*, отноше-

ние которых определяет кратность регулирования

8 = 1 + (1-7 з)/7 нвтр- (3.47)

Из зависимости eu=f(ymin), построенной по (3.47) и показанной на рис. 3.12,0, видно, что чем меньше пауза выходного напряжения (1-7инв), тем меньшую кратность изменения напряжения можно реализовать в данном инверторе.

Глава четвертая

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ

4.1. ОБЩИЕ ВОПРОСЫ

4.1.1. КЛАССИФИКАЦИЯ

Укрупненная классификация преобразователей постоянного напряжения приведена в гл. 1. В данной главе рассматриваются только одноквадрантные (необратимые нереверсивные) одноячей-ковые преобразователи с широтно-импульсным регулированием напряжения.

В зависимости от количества регулируемых по длительности тактов за период преобразователи делятся на два класса: однотактные и двухтактные, первая цифра в обозначении которых соответственно 1 и 2. Преобразователи выполняются с гальванической связью между входными и выходными цепями (в обозначение вводится буква С) или с трансформаторным разделением этих цепей, необходимым по условиям помехоустойчивости, живучести, электробезопасности (в обозначение вводится буква Р) и др.

Кроме того, в обозначение вводится вид цепей накопления и передачи в нагрузку энергии дросселя. Этот признак определяет прежде всего регулировочную характеристику ku=f{y) преобразователя, а также характер нагрузки силовых элементов, динамические свойства преобразователя при возмущениях как по входному напряжению, так и по току нагрузки и другие основные показатели преобразователя.

В табл. 4.1 приведены шесть видов преобразователей, отличающихся по данному признаку.

На интервале времени регулируемого такта уТ накапливание энергии в дросселе может производиться двумя путями:

подключением дросселя к источнику через нагрузку;

подключением дросселя непосредственно к источнику.

Во втором случае на этом интервале в нагрузку должна поступать энергия от принципиально необходимого шунтирующего ее конденсатора.

На интервале времени (1-у)Т энергия дросселя может быть передана непосредственно в нагрузку (вид 1 и 3); в нагрузку согласно с источником питания (вид 2); в нагрузку встречно с источником питания (вид 1А и ЗА); в источник питания (вид 1Б).

Таблица 4.1

Схема цепи накопления и передачи энергии на интервале v Т

Схема цепи передачи энергии на интервале (1 -V) Г

Вид преобразователя

Коэффициент к и

Регулировочная характеристика

1 А

2 7-1

1Б

27-1

015 J, 5

6;zi 0,5 ops у

Vi-It

2 7-1 1-7

О 0,25 0,5 0,15 у