Рис. 4.1. Однотактные преобразователи постоянного напряжения видов 1А, 1Б, ЗА

В последнем случае также принципиально необходим конденсатор, шунтирующий нагрузку.

Основными получившими распространение преобразователями являются преобразователи видов 1, 2, 3, особенности которых рассмотрены в гл. 1 (см. рис. 1.4, 1.5). Остальные виды преобразователей (1А, 1Б, ЗА), в которых на интервале (1-у)Т энергия возвращается в источник питания, энергетически невыгодны, поскольку указанная циркуляция энергии бесполезно нагружает силовые элементы. В отдельных случаях применение преобразователей данного вида может упростить построение как силового контура, так и блока управления преобразователя.

В табл. 4.1 приведены выражения для регулировочных характеристик ku=f{y), полученные из условия равенства нулю среднего значения напряжения на дросселе [см (1.2)], и показаны сами характеристики. Для преобразователей видов 1А, 1Б, ЗА характерна повышенная чувствительность (большое значение Aij/Ay). Силовые контуры преобразователей этих видов на примере простейших однотактных схем показаны на рис. 4.1.

Преобразователь, схема которого приведена на рис. 4.1, а, следует отнести к преобразователям типа 1С1А (однотактный, гальванически связанный, вида 1А), а преобразователь, схема которого приведена на рис. 4.1,6, в - к преобразователям типов 1С1Б и ICSA соответственно. При использовании в дросселе, выполненном по схеме типа 1С1Б, приведенной на рис. 4.1, г повышенного коэффициента трансформации krp = W2/wi ток диода становится в соответствующее число раз меньше тока нагрузки, что повышает КПД, особенно при низковольтном (2-5 В) напряжении питания.

При решении задачи гальванического разделения выходных цепей от входных, а также при построении преобразователей с многоканальным выходом наиболее удобным из однотактных преобразователей является схема преобразователя вида 3, так как при выполнении дросселя многообмоточным он одновременно выполняет функции разделительного трансформатора.

8* 115

Однако с целью уменьшения суммарного объема, занимаемого магнитными элементами, для решения указанной задачи используются также однотактные преобразователи вида 1 с включением разделительного трансформатора в его входную или выходную цепь. При этом в обозначение типа преобразователя IP1 добавляются соответственно буквы ВХ или ВЫХ.

В двухтактных преобразователях всегда присутствует силовой трансформатор. Поэтому они выполняются только вида 1 или 2 (иногда видов 1А, 15). Трансформаторное разделение цепей в них не вызывает трудностей. Однако для уменьшения габаритных размеров преобразователей последние могут выполняться с гальванической связью входа и выхода путем перехода на автотрансформаторные варианты схем или на схемы с частичной ШИМ (двух-, трехзонные). В последнем случае выход регулируемой части преобразователя включается либо согласно с источником питания, образуя вольтодобавочный вариант схемы, либо встречно, образуя вольтовычитающий вариант, либо как согласно, так и встречно, образуя вольтореверсивный вариант. В обозначение преобразователя при этом соответственно добавляют буквы ВД, ВВ, BP.

4.1.2. основы РАСЧЕТА

При определении токов, напряжений и расчетных мощностей силовых элементов преобразователей принимаются следующие основные допущения:

потери мощности во всех элементах схемы равны нулю;

напряжение пульсаций на конденсаторах фильтра равно нулю;

фронты переключения транзистора равны нулю;

дроссель является линейным элементом.

При данных допущениях анализ базируется на следующих трех уравнениях баланса:

равенства потребляемой и отдаваемой мощностей:

ПО ~ н

K = VJV, = IJI,; (4.1)

равенства нулю среднего за период напряжения на любой обмотке дросселя [см. (1.2)] и равенства нулю суммарных МДС всех обмоток в каждый момент времени (с учетом МДС цепи намагничивания сердечника);

равенства нулю среднего за период тока конденсатора:

/сср = 0. (4.2)

Индуктивность основного накопительного дросселя преобразователя имеет конечное значение, и поэтому ток дросселя нарастает на интервале уТ и спадает на интервале (1-у)Т, изменяясь на A/l (рис. 4.2,а). Пульсации тока дросселя приводят к увеличению токов всех силовых элементов.

Рис. 4.2. Диаграммы токов и напряжений (а, б) и основные характеристики преобразователей (е, г)

015 0,5 0,75 ffj 1,0

Л

Для оценки этого влияния введем (по аналогии с инверторами) коэффициент нагрузки

(4.3)

характеризующий относительное значение индуктивности дросселя. В режиме непрерывных токов дросселя (рис. 4.2, а) пульсации тока с учетом (4.3)

= £ip.c (I - 7) = 2У р.е (1 - (4.4)

Если значение р настолько мало, что ток на интервале (1-у) Г спадает до нуля, то наступает режим прерывистых токов. Граничное значение р с учетом (4.4) и равенства A/z. = 2/z.o

Ргр = .р.= (-7УЛ / . (4.5)

Если обозначить через

К = Р/Ргр (4.6)

относительный коэффициент нагрузки, то из (4.4) для режима непрерывных токов (р*1) получим

Ду/о^2/р,. (4.7)

в режиме прерывистых токов дросселя (р*<1) для сохранения тех же уровней UinaK и Lipac необходимо в одинаковой степени уменьшить длительности интервалов накапливания и расхода энергии, которые в данном режиме обозначаются 71 и s соответственно (рис. 4.2, б). Из рис. 4.2, б следует, что

AV/o = 2/(7j+s) =2(l-7)/s; s = Д/, L/f/,p3, Т или с учетом (4.3), (4.5) и (4.6)

s = (l-7)Kp*; 7i=:tKP*;

(4.8)

Если переход в режим прерывистых токов осуществляется при неизменном значении 7, то выходное напряжение увеличивается для компенсации сокращения длительности интервала действия f/jLpac (интервала sT).

На рис. 4.2, в показаны регулировочные характеристики преобразователя вида 1 для режима непрерывного (р*>1) и прерывистого (р*<1) токов при коэффициентах нагрузки р==0,125 и 0,25.

Кривые при р*<1 построены по формуле

ku = yi[V 7? + 4P-7i)/2P, (4.9)

полученной с помощью (4.5) и (4.6) из (4.8) для 71, где принято y==ku. Аналогичным путем зависимости ku-f(yi) могут быть получены и для схем видов 2 и 3.

Следует отметить, что в соответствии с (4.8) рост напряжения в режиме прерывистых токов и при неизменном 7 происходит пропорционально Rh, т. е. мощность нагрузки при этом сохраняется постоянной. Это объясняется также постоянством потребляемого тока (пульсаций Д/ и интервала уТ).

При полном отключении нагрузки (р = 0) преобразователь теряет регулировочную способность.

В связи с тем, что режим прерывистых токов характерен дл* малых нагрузок преобразователя, на значениях расчетных токов и мощностей силовых элементов он не отражается.

В соответствии с (1.8) расчет токов транзисторов, диодов и конденсаторов выполняется в относительных величинах, причем за базисное значение принимается максимальный потребляемый ток

базис ~ aumin ~ Umax .

Напряжения на транзисторах и конденсаторах определяются в относительных величинах, т.е. относительно максимального входного напряжения:

КЭ* КЭ птах С* С

Под расчетной мощностью транзисторов и конденсаторов понимается не максимум произведения напряжений и токов на этих элементах, а произведение максимума напряжения на максимум тока, хотя эти максимумы могут быть взяты из разных режимов.

Ток регулирующего транзистора соответствует току дросселя на интервале (1-у) Т. Его максимальное относительное значение с учетом (4.7).

/т.м* = hi) fnmm(l + 1/Р*) н^н,

откуда, приняв за базовое значение р*==оо, получим

/T.M*o = /Lof/nmm Hf ; (4.10)

/т.м** 1 + 1/Р* при > 1; ,

(4.11)

/т.м** - прир <1.

Аналогично для действующего значения тока транзисторов получим

/т.действ*0 /Lof/nmnlY н^н! (4.12)

(4.13)

.действ** ==>l + l/3Pi ПриР.>1;

/т.действ** = У 4/3]/ Р^ при Р < 1.

Кривые, построенные по (4.11) и (4.13), показаны на рис. 4.2, г. На действующее значение тока величина р* = 2Ч-3 (спад плоской вершины импульса тока) оказывает незначительное влияние. Пульсации тока дросселя треугольной формы проходят через выходной конденсатор преобразователей вида 1 и входной конденсатор преобразователей вида 2. Относительное действующее значение этого тока

с учетом (4.7), приняв за базисное значение (4.10), для режима р*> 1 получим:

/ст.. = 1/КЗ р^, (4.14)

что показано на рис. 4.2, г.

Увеличение р* вызывает уменьшение тока транзистора и конденсатора, однако при этом необходимо увеличивать индуктивность и, следовательно, габаритные размеры дросселя.

Для оценки увеличения габаритных размеров дросселя воспользуемся (1.68). В режиме непрерывных токов дросселя отношение действующего значения переменной составляющей тока дросселя к его постоянной составляющей [с учетом (4.7)]

/lo=1/K3 P,. Подставив в (1.68) т=1/р*, получим

Pl = io i/i + mfjys,

или с учетом (4.3) и (4.6) в относительных единицах

приняв за базисный режим р* = 1, получим

l.o = 4,2p,p(/z.o )2; (4.15)

при р*>1

Ри. = PlJPuo = 0,43 (1 + PJ Vl + 1/Зр,. (4.16)

В режиме прерывистых токов действующее значение тока дросселя с учетом (4.8)

Подставив в (1.68) для данного режима

т = {Ml-Ilo]Ilo = 2 Р7- 1.

получим

Ри = 4,2р,р (/,о/W V - ]/Х + 1)

или с учетом (4.15) и при р*<1

l*. = KMP.-KP. +1). (4.17)

По (4.16) и (4.17) на рис. 4.2, г построена зависимость Pl** = =/(р*), с помощью которой можно выбирать рабочий диапазон р*.

Если ток конденсатора имеет и прямоугольную, и треугольную составляющие, то при определении расчетного значения тока 1с можно пренебречь треугольной составляющей, так как при р* = = 2-3 она не превышает 5 % прямоугольной составляющей [по аналогии с (4.13)].

4.2. ОДНОТАКТНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ГАЛЬВАНИЧЕСКИ СВЯЗАННЫМИ ВХОДОМ И ВЫХОДОМ (ТИП 1С)

4.2.1. ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ

На рис. 4.3 показаны три основные схемы однотактных преобразователей видов 1, 2 и 3. Их принцип действия и регулировочные характеристики рассмотрены в гл. 1 (см. рис. 1.5). В данной главе приведены расчетные значения параметров всех элементов и рассмотрены особенности схем. В схемах типов 1С1 (рис. 4.3, а) и 1СЗ (рис. 4.3, в) потребляемый ток имеет прерывистый характер и поэтому в общем случае в их входную цепь должен быть включен фильтр в виде входного конденсатора Свх и дросселя Ь^ст, роль которого обычно выполняет индуктивность питающей линии и источника питания. В частном случае, например, при питании этих преобразователей от аккумулятора с короткой линией элементы LiicT и Свх могут отсутствовать. В схеме типа 1СЗ вместо конденсаторов Свх и Сн может быть использован один продольно включенный конденсатор Ср (см. штриховые линии). При открытом транзисторе конденсатор Ср разряжается через дроссель током нагрузки, а при закрытом заряжается током, потребляемым от источника питания. Таким образом, обеспечивается непрерывное потребление тока от источника питания, а для снижения пульсаций напряжения на нагрузке переменная составляющая тока при наличии Lhct может быть замкнута путем добавления конденсатора Свх с небольшими габаритными размерами (рассчитанного только на ток /ст*). Вариант схемы на рис. 4.3, в с конденсатором Ср является прямым аналогом так называемой схемы Кука (рис. 1.4,г), но в отличие от последней имеет только один однообмоточ-ный дроссель, т.е. вдвое меньшие габаритные размеры силовых магнитных элементов. Поэтому в гальванически связанном варианте схема Кука не применяется.

Используя принципы, изложенные в § 4.1, находим основные расчетные соотношения, определяющие габаритные размеры силовых элементов. Эти соотношения приведены в табл. 4.2. Формулы для определения Ilo/Iu из (4.1), ргр - из (4.5), Рь*о -из (4.15),

J+ В)

Рис. 4.3. Схемы основных видов однотактных преобразователей

а /т.м*о - из (4.10) с учетом регулировочных характеристик ku= -fiy)> приведены в табл. 4.1. Напряжение на транзисторе Lks равно Uu, Un и Uh+Uu соответственно для схем 1С1, 1С2 и 1СЗ, а ток диода /д (среднее значение) -току нагрузки для схем типов 1С2 и 1СЗ и в 1-у раз меньшему значению для схемы типа 1С1 Выражения для и /д* получены после приведения указанных

напряжений и токов к Unmax и /базис- Выражения для напряжений на конденсаторах получены аналогично с использованием (4.2).

Из табл. 4.2 следует, что нагрузка всех силовых элементов в схемах типов 1С2 и 1СЗ при увеличении у либо увеличивается, либо не изменяется. В схеме типа 1С1 ток нагрузки всех элементов, кроме входных конденсаторов, увеличивается при уменьшении у, а ток входных конденсаторов при изменении у изменяется по закону полуокружности, достигая максимума при у=0,5.

Значения утах в схеме типа 1С1 и уты в схемах типов 1С2 и IC3 отличны от 1; О и 0,5 соответственно в тех случаях, когда преобразователь помимо функции стабилизации выходного напряжения должен выполнять функцию преобразования (понижения или повышения) уровня напряжения.

Таблица 4.2

Параметр

Формулы для определения значений параметров преобразователей

101 (рис. 4. 3, а) 102 (рис. 4. 3, б) 1СЗ (рис. 4. 3, в)

/lo h Ргр

Рио

/т.м*0 /д*

и

и

1-у 4,2(1-7) 1

Т max 1

Утах 1

Утах к Т(1-У)

У min 1

Y(1 Y)2

4,2y - Утах

1-Y 1/(1 - у mm)

1 - 7ma (1 - Утах)

1/(1 -Ymi ) 1

1/(1-т) (1-Y)2

1 Утах Утах (1 - Т) 1/(1-Ym,v0

1 - Утах Утах

1 - Ттах

Утах 1 - Утах

Утах 1 - Утах

Утах V 1-Y Утщ!~ Утщ) 1

1/(1-Ттг )

Если обозначить коэффициент преобразования уровня

Утах пр УтЫ = (бпр - 1)/8пр

Ут1п= епрДбпР +

ДЛЯ 1С1; для 1С2;

для 1СЗ.

для IC1; для 1С2; для 1СЗ,

(4.18)

Если учесть не только преобразование уровня, но и диапазон стабилизации выходного напряжения при кратности изменения

входного напряжения &и= Unmax/Unmin, ТО, ИСПОЛЬЗОВаВ (4.18), ПО-

лучим крайние значения коэффициента у.

Утгп - 1/е для1С1;

7тах-=(е-1)/е для 1С2; (4.19)

УшШ = Wlnp + V); Утах = Vnl>f(nl> ) ДЛЯ 1СЗ, .

где е - полная кратность изменения воздействующих факторов.

В табл. 4.3 приведены формулы для определения максимальных токов и напряжений силовых элементов в зависимости от кратности 8i/(8np=l), полученные из табл. 4.2 с помощью (4.18) и (4.19), а на рис. 4.4, а-г показаны соответствующие кривые.

Из рис. 4.4 видно, что преобразователи типов 1С1, 1С2 имеют в несколько раз меньшие расчетные значения токов, напряжений и мощности транзисторов и конденсаторов по сравнению с преобразователями типа 1СЗ.

При кратности 8[;= 1,5-2 расчетная мощность дросселей схем типов 1С1, 1С2 меньше в 2-3 раза мощности дросселя схемы типа 1СЗ. Меньше также и ток диода, особенно при 8i7<2 (рис. 4.4,6).

Следовательно, преобразователь типа 1СЗ по всем показателям уступает преобразователям типов 1С1, 1С2 и его применение оправдано лишь в отдельных случаях, когда необходимо изменить полярность выходного напряжения относительно входного или когда уровень стабилизированного выходного напряжения должен быть расположен в середине диапазона входных напряжений. Следует иметь в виду, что решение данных задач может быть осуществлено также путем использования комбинации схем типов 1С1 и 1С2, что рассмотрено ниже.

Схемы типов 1С1 и 1С2 имеют одинаковые габаритные размеры дросселя, транзисторов и конденсаторов в общем случае, когда в схеме типа 1С1 устанавливается входной фильтр. При отсутствии входного фильтра схема типа 1С1 имеет преимущество по сравне-

0,8 0,6 0,4

о,г

2,0 1,5 7

c*,fJcit, Рае

3 £и 1

101,

Рис. 4.4. Зависимость нагрузки элементов силового контура от кратности регулирования напряжения

нию СО схемой типа 1С2 в части габаритных размеров конденсаторов. При использовании преобразователя в качестве агрегата, заряжающего аккумулятор, преимущество в части габаритных размеров конденсаторов, имеет схема типа 1С2, так как при этом могут не устанавливаться выходные конденсаторы.

По току (и, следовательно, потерям мощности) диода схема типа 1С1 имеет преимущество перед схемой типа 1С2 только при 8i7<2, а при больших ги преимущество имеет схема типа 1С2.

Таблица 4.3