По динамическим отклонениям выходного напряжения при скачкообразных изменениях нагрузки преимущество имеет схема типа 1С2, а при скачкообразных изменениях входного напряжения- схема типа 1С1.

4.2.2. СХЕМЫ с ДВУХОБМОТОЧНЫМ ДРОССЕЛЕМ

Если обмотку дросселя разделить на две части и включить как автотрансформатор (рис. 4.5), то появляется возможность уменьшения напряжения на транзисторе при kjp = W2/wi>l (рис. 4.Б,а,в,д) или его увеличения при Атр<1 (рис. 4.5, б, г, е) по отношению к простейшим схемам.

Необходимость уменьшения напряжения U возникает при питании от источника с повышенным напряжением (300-500 В), а необходимость повышения и Q - npH низковольтном питании (2-5 В) с целью уменьшения тока, проходящего через регулирующий транзистор.

Из условия равенства нулю среднего значения напряжения на обмотке, например W2, т. е.

LHaKV,p=i/Lpac(l-V).

получаем регулировочные характеристики ku=fiy) автотрансформаторных вариантов схем, приведенные в табл. 4.4.

21А ф

Рис. 4.5. Однотактные преобразователи с автотрансформаторной схемой включения дросселя

Таблица 4.4

Для примера на рис. 4.6, а показаны регулировочные характеристики при ip = 0,5 и 2. При автотрансформаторном включении дросселя регулировочные характеристики становятся нелинейными.

Используя (4.1) и (4.2), получаем средние значения токов дросселя /1,02, протекающих по его обмоткам во время закрытого состояния транзистора [на интервале (1-у) Т]. Формулы для определения этих значений в относительных единицах приведены в табл. 4.4. С помощью (4.5) получены формулы для Ргр, определяющие переход в режим прерывистых токов и приведены в табл. 4.4.

Ток транзистора соответствует току

LOl - тр Ь02.

(4.20)

0,6 0,4 0,2

О 0,2 5 0,5 0,75 у а)

1,5 1,0 0,5

О

2,0 10

0,25 0,5 0,75 куп в)

Рис. 4.6. Регулировочные характеристики (а) и зависимость кратности изменения тока и напряжения транзистора от коэффициента трансформации дросселя (б, в) преобразователей, изображенных на рис. 4.5

Крайние значения коэффициента у (при 8пр=1), полученные из ku=f(y), приведены в табл. 4.4.

Из (4.20) следует, что для схемы типа 1С1-АТ ток транзистора максимален

при Утах в ТСХ СЛуЧЭЯХ, КОГДЗ kip<l, И ПрИ yin, КОГДЗ ip>l. ЕсЛИ ПриНЯТЬ

Утах=1, ТО согласно (4.10) с учетом (4.20) получим

/т.м*0 = 1 тр < 1 v.M*o = тр (% - )и + 1/% при *тр > 1

(4.21)

Напряжение на транзисторе в схеме типа 1С1-АТ

КЭ=я+н(1-тр)/тр

ИЛИ

КЭ. = КЭптах + Umin хр)/тр. Используя ku=f{y) и Утгп ПО тзбл. 4.4, получзем

КЭ. = 1-(тр-0/тр%. (4.22)

Нз рис. 4.6,6 показаны построенные по (4.21) и (4.22) зависимости токов и напряжений транзисторов от коэффициента трансформации дросселя при различных значениях еи.

Поскольку при уменьшении йтр ток транзистора не уменьшается, применять схему, приведенную на рис. 4.5, б, не имеет смысла. Использование схемы, приведенной на рис. 4.5, а, дает эффект снижения напряжения на транзисторе U jg* лишь при небольших кратностях еи (еи<1,5). При больших значениях еи слабее снижается Uq и растет расчетная мощность транзистора Pt*Uk3 /т.м., что видно из рис. 4.6, б.

Следует также учесть, что выполнение дросселя двухобмоточным не только приводит к увеличению габаритных размеров дросселя, но и вызывает также появление прямоугольной составляющей тока выходного конденсатора Сн, компенсирующей изменение амплитуды тока дросселя при коммутации обмоток.

Эта составляющая

/сн = V(ш н - 1) V + (/ш н - - Y) или с учетом табл. 4.4 при Ymin в относительных единицах

или

Из (4.23) следует, что увеличение kjp вызывает рост тока /сн.. В схеме типа 1С2-АТ (рис. 4.5, в, г) напряжение на транзисторе

fK3.= l + (Wn-l)/4p.

При Атр>1 максимум Uq соответствует kumin- При утг =0, At/min=l КЭ* независимо от k,p.

Следовательно, применение схемы, изображенной на рис. 4.5, в, с целью снижения напряжения на транзисторе лишено оснований.

При тр<1 (схема на рис. 4.5, г) напряжение на транзисторе максимально

в режиме Unmin {Утах) :

кэ. = UkbIU = (8у - 1 + k)lzj й^р. с учетом (4.10) и (4.20) ток транзистора в этой схеме

(4.24)

(4.25)

По (4.24) и (4.25) построены кривые (рис. 4.6, б), из которых следует, что эффект уменьшения тока транзистора без увеличения его расчетной мощности достигается только при небольших кратностях Ви (ее/< 1,5).

В схеме типа 1СЗ-АТ (рис. 4.5, д, е) введение автотрансформатора позволяет согласовать уровень выходного напряжения с напряжением питания путем выбора тр = бпр = /н п.ср. При эгом сохраняются оптимальные значения коэффициентов У min И У max, определяемых независимо от ктр по (4.19), и следовательно, сохраняются токи транзисторов и напряжения на входных конденсаторах.

4.2.3. КОМБИНИРОВАННЫЕ СХЕМЫ

При решении задачи стабилизации выходного напряжения на уровне, лежащем между минимальным и максимальным уровнями входного напряжения (путем как повышения, так и понижения напряжения), помимо схем типа 1СЗ может быть использована комбинация схем типов 1С1 и 1С2 (рис. 4.7,а). В первом поддиапазоне изменения входного напряжения, когда Ui,>Un, транзистор Тг постоянно закрыт, а в цепь управления транзистора Ti поступают широтно-модулированные импульсы и схема работает в режиме понижения напряжения (ПН). Во втором поддиапазоне изменения входного напряжения, когда Un<UH, транзистор Ti поддерживается постоянно открытым, а широтно-модулированные импульсы управления поступают на вход транзистора Гг. Схема

а) Z

Рис. 4.7. Комбинированные схемы однотактных преобразователей

переходит на работу в режиме повышения напряжения (ПВ). Все расчетные значения силовых элементов остаются теми же, что и в схемах типов 1С1, 1С2 (см. табл. 4.3 и рис. 4.4), с той разницей, что кратность возмущающего воздействия в

каждом поддиапазоне уменьшена и составляет]/ еи. Из рис. 4.4 видно, что пр сравнению со схемой типа 1СЗ данная комбинированная схема имеет в несколько раз меньшие габаритные размеры дросселя и конденсаторов. Число транзисторов к диодов в комбинированной схеме удвоено. Однако по напряжению и суммарной расчетной мощности транзисторов и диодов преимущество имеет комбинированная схема по сравнению со схемой типа 1СЗ (см. рис. 4.4, а, б). Для повышения КПД предложена модернизация данной схемы [4.1], показанная на рис.

Рис. 4.8. Однотактные преобразователи с двухканальным разнополярным выходом

4.7,6. Работа преобразователя, изображенного на рис. 4.7,6, аналогична работе ранее рассмотренного преобразователя, но в отличие от последнего на интервале {\-у)Т в режиме ПН из контура тока нагрузки исключен один диод. Это повышает КПД, особенно при больших tu (когда угшп мало).

В схеме, показанной на рис. 4.7, в [4.2], дополнительно исключено падение напряжения на открытом транзисторе Ti из контура силового тока на интервале в режиме ПВ, что также повышает КПД.

Кроме того, соединение эмиттеров обоих транзисторов с минусовым входным выводом упрощает построение выходных цепей блока управления.

Комбинированные схемы с двумя регулирующими транзисторами могут использоваться для формирования прямоугольной внешней характеристики преобразователя, например, если транзистор Гг управляется в функции выходного напряжения, а транзистор Т\ - в функции тока нагрузки [4.3].

Для питания аппаратуры на интегральных микросхемах часто бывает необходимым получение двух выходных напряжений разной полярности, имеющих общий вывод. В преобразователе на рис. 4.8, а [4.4] эта задача решена введением второй нагрузки /?н2 последовательно в цепь диода на схеме типа 1С1.

Выходные напряжения Vn\ = IhRnu С/н2= /ь^и2(1-y) т. е.

UmlUni = Rk2 (1 -y)/Rm- (4.26)

Используя (1.2) и (4.26), получаем

%1 = nifn = V/[l + (1 - y)\jRnil (4-27)

Из (4.27) следует, что как при изменении Un, так и при изменении Rb2/Rki напряжение на обоих выходах не стабильно. Поэтому необходимо ввести второй регулирующий транзистор, например, параллельно цепи Д1 и Яя2 (рис. 4.8,6) 14.5].

Алгоритм коммутации транзисторов показан на рис. 4.8, г, причем всегда должно быть Y2>yi

По аналогии с (4.26) получаем

Unz/Uni = Rm (1 - Y2)/hl. (4.28)

Из условия равенства нулю среднего за период напряжения на дросселе

{Un - Uni) Yi = t/Hi (Y2 - Yi) + {Um + U) (1 - Y2) с учетом (4.28) получаем

km = UJU = yjl 1 + (1 - Y) h2/hJ. (4-29)

Если требуется получить равными выходные напряжения, т. е. Um=Un2, то

%i=c/2 = Yi/(2-Y2). (4.30)

Таким образом, путем изменения у2 поддерживается стабильным соотношение напряжений Uni и Us2, а путем изменения yi поддерживаются стабильными уровни Uni и С/н2 при изменении входного напряжения Ua- При этом должно соблюдаться условие У2>уь определяющее границы изменения Rsz/Rm и Ua. Сопротивление Rb2, как следует из (4.28), должно быть всегда больше Rni. Управление транзисторами Ti и Гг может быть осуществлено, например, компенсационным методом с помощью блоков управления БУ1 и БУг (ШИМ), входы которых соединены с нагрузками Rni и Rb2 соответственно (рис. 4.8,6).

В преобразователе на рис. 4.8, в, выполненном на основе схемы на рис. 4.7, в путем введения в цепь диода Д1 последовательно второй нагрузки Rn2, одновременная стабилизация напряжений на двух выходах осуществляется так же, как и в схеме на рис. 4.8,6, но при этом уровень выходных напряжений может быть равен уровню входного напряжения, превышать его или быть ниже. Алгоритм управления транзисторами данной схемы аналогичен алгоритму на рис. 4.8, г. Отношение напряжений на нагрузках

Un2/Uni = Н2 (1 - Y2)/h1 (1 - Yi). (4.31)

Из условия равенства нулю среднего за период напряжения на дросселе

ипУ = Шт - Un) (У 2 - Yi) + iUni + Un2) (1 - Y2) с учетом (4.31) получаем

%1 = fhi/fn =!/[!- Vi + н2 (1 - У2Р^п, (1 - У,)1 (4-32)

Если требуется получить равными выходные напряжения, т.е. UsiUz, то Am = =l/[2-(Yi + Y2)]. (4.33)

Так же, как и в предыдущем случае, должны выполняться следующие условия:

Особенность данной схемы - связь эмиттеров обоих транзисторов с минусовым входным выводом, но вместе с тем отсутствие связи общего вывода нагрузок с указанным входным выводом.

При расчете элементов схем на рис. 4.8 следует использовать формулы, приведенные в п. 4.2.1, но с учетом того, что через конденсатор Сн2 проходит прямоугольная составляющая тока с амплитудой /l(1-Y2) на интервале У2Т и /гуг на интервале (1-У2)Т, действующее значение тока этого конденсатора

/ch=/lKY2(1-Y2)

ямеет максимальное значение при Y2=0,5.

4.3. ОДНОТАКТНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ТРАНСФОРМАТОРНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ ЦЕПЕЙ (ТИП IP)

4.3.1. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ПРОМЕЖУТОЧНЫМ ТРАНСФОРМАТОРОМ

Если дроссель в схеме типа 1СЗ выполнить двухобмоточным и вторичную обмотку Ш2 подключить через диод к нагрузке, а первичную через Транзистор к источнику питания, то будет обеспечено гальваническое разделение входной и выходной цепей преобразователя трансформаторным путем (рис. 4.9, а). Если необходимо питание нескольких нагрузок, то каждая из них может быть включена на отдельную вторичную обмотку через диод, т.е. преобразователь выполняется с многоканальным гальванически разделенным выходом. Коэффициент передачи такого преобразователя типа 1РЗ из условия (1.2) соответствует коэффициенту передачи схемы типа 1СЗ-АТ:

ки = Кру1{\-у). (4.34)

С учетом (4.34) напряжение на закрытом транзисторе

и^э = f/n + = VJ{\ - y). (4.35)

Ток транзистора (максимальное значение прямоугольной составляющей)

/т.мо = 1ш Кр = тр V(l - Y) = IJy, (4.36)

где /по-постоянная составляющая потребляемого тока.

Из (4.35) и (4.36) видно, что ток и напряжение транзистора не зависят от тр и что, выбирая yhom, можно либо повысить напряжение t/кэ уменьшив при этом ток транзистора, либо, наоборот Хпри малом y), уменьшить и^э, увеличив ток транзисторов. Произведение Укэ /т.мо обратно пропорционально y(-y)- т.е. минимально при y=0,5. Поэтому, как и при анализе схемы типа 1СЗ,

оптимально принять Vhom=0,5, а уты и утах в соответствии с (4.19), т.е. 8пр=1. Тогда

птах xjmin

(4.37)

На схему типа 1РЗ распространяются формулы для определения /т.м*о, и кэ* , /свх*, приведенные в табл. 4.2 и 4.3 для схемы типа 1СЗ и показанные на рис. 4.4, а и в. Для токов /сн* и /д* формулы, указанные в табл. 4.2 и 4.3, необходимо разделить на ктр, а для напряжения f/сн* - умножить на ктр. Значение Рь*о увеличивается в У~2 раз, поскольку дроссель имеет две обмотки, по каждой из которых ток проходит полпериода, так как Vhom=0,5. Поэтому для данной схемы Рь*о=5,9 независимо от ктр.

Д

Т

Рис. 4.9. Однотактные преобразователи с промежуточным трансформатором

На рис. 4.9,6 показан трансформаторный вариант так называемой схемы Кука [4.6]. Трансформатор Тр работает в этой схе.ме только на переменном токе (без подмагничивания) и может быть выполнен на сердечнике с высокой магнитной проницаемостью. Постоянные составляющие напряжений первичной и вторичной цепей приложены соответственно к разделительным конденсаторам Ср1 и Ср2, а в первичной и выходной цепях обязательно наличие дросселей Lhct и Lh. При открытом транзисторе Г в дросселе Lhct накапливается энергия. Конденсаторы Cpi и Ср2 разряжаются, передавая энергию дросселя Ln через нагрузку Ян- Диод Д при этом закрыт. При запирании транзистора диод открывается, дроссель Lh отдает энергию в нагрузку, а энергия дросселя Lhct совместно с энергией, потребляемой от источника питания, поступает на заряд конденсаторов Cpi и Ср2.

Из условия равенства нулю средних за период напряжений на

дросселях Lhct и

= (f/cp. /тр) + и ср. и,) (1 - V); Y (Ucp, + и - f/н) f/н (1 - Y) получим регулировочную характеристику

ku = UJU,= Kyl{\-y),

что соответствует (4.34). 132

Из условия равенства нулю среднего за период напряжения на обмотке Wi трансформатора:

yUcpi = t/cp2 (1 - y)/k.rp

с учетом (4.34) получим напряжения на конденсаторах Cpi и Ср2

Vcpi = V,; Uc,2 - и, ykjil - у). (4.38)

Токи разряда конденсаторов Cpi и Ср2 на интервале уТ равны /н^тр и /н соответственно, а токи заряда на интервале (1-v) Т hikTX>yl{\-y) и/ну/(1-v) соответственно.

Ток транзистора равен сумме потребляемого тока (тока дросселя Lhct) И токэ разряда конденсатора Cpi, а ток диода - сумме тока нагрузки и тока заряда конденсатора Ср2.

Используя эти замечания, легко убедиться, что формулы для определения /т.м*о, /cpi*, кэ* данной схемы соответствуют формулам, приведенным в табл. 4.2 и 4.3 для схемы типа 1СЗ, а формулы для определения /д*, /ср2* - формулам, приведенным в этих таблицах, деленным на ктр. Напряжения равны f7cpi* = 1 ср2* = =YmfnTp/(l-Утгп)- Ток кондснсатора Си имеет только треугольную составляющую, т.е. согласно (4.14) и (4.34)

/сн. = (1 - Ута.)1У^ Угпа. Kv Ph.- (4-39

Согласно (4.5) граничные значения коэффициентов р

Рн.гр = 1-7; Рист.гр = (I - 7)/7Йp. (4.40)

Подставляя (4.40) в (4.15), получаем

Р^н, = 4,2 (1 - Y); Plhct. = 4,2y, (4.41)

т.е. расчетные мощности дросселей Lh и Lhct равны мощностям дросселей в схемах типов 1С1 и 1С2 соответственно.

Относительная расчетная мощность трансформатора Ртр* = 1. Сравнивая обычную схему типа 1РЗ (рис. 4.9, а) со схемой Кука (рис. 4.9,6), можно сделать следующие выводы:

по токам транзистора, диода и конденсаторов (приведенным значениям) и напряжениям на них схемы одинаковы;

почти одинакова масса магнитных элементов, например, если принять Yhom=0,5 и р* = 2 и учесть (4.16), (4.41) и уменьшение вдвое относительной массы дросселя по сравнению с относительной массой трансформатора gTp, то получим суммарную массу магнитных элементов: ЕСм = §тр 5,9-1,34/2 = 3,95§тр для схемы 1РЗ и 2Смагн=Ятр (4,2-1,34/2+1) =3,8 тр для схемы Кука.

Однако в схеме типа 1РЗ один силовой магнитный элемент, а в схеме Кука - три.

В тех случаях, когда источник питания, а также нагрузка обладают большим внутренним импедансом и дроссели Lhct и Lh могут быть существенно уменьшены или вообще отсутствовать, схема Кука получает преимущество по сравнению со схемой типа 1РЗ, так как масса и габаритные размеры трансформатора схемы Кука почти втрое меньше массы и габаритных размеров дросселя

схемы типа 1РЗ. При повышенных частотах эта разница еще больше, так как сердечник трансформатора выполняется без зазора (тороидальным, ферритовым), т.е. с малыми потерями и рассеянием потока.

Габаритные размеры силовых магнитных элементов схемы Кука могут быть также уменьшены при их выполнении в интегральном виде на общем магнитопроводе [4.7]. При этом обмотки трансформатора и w2 располагаются на одном керне и хорошо маг-нитосвязаны, а обмотки Lhct и Lh - на других кернах, отделенных от керна трансформатора немагнитными зазорами.

4.3.2. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ВХОДНЫМ ТРАНСФОРМАТОРОМ

Трансформаторное разделение входных и выходных цепей может быть выполнено в однотактных преобразователях вида 1 путем включения на входе трансформатора, в цепь первичной обмотки которого последовательно включен регулирующий транзистор, а в цепь вторичной обмотки - дополнительный диод. Схемы преобразователей типа 1Р1-ВХ показаны на рис. 4.10 и отличаются друг от друга способами возврата сердечника трансформатора в исходное состояние, поскольку в рабочем цикле сердечник перемагничи-вается однонаправленно.

В схеме на рис. 4.10, а [4.8] после запирания транзистора Т накопленная в цепи намагничивания трансформатора энергия через обмотку возврата wb и диод дх возвращается в источник питания (конденсатор Свх), а энергия дросселя L (как во всех схемах вида 1) через диод Дз передается в нагрузку. Диод Д2 при этом закрыт.

В схеме на рис. 4.10,6 [4.9] два последовательно включенных транзистора использованы для уменьшения напряжения, приложенного к каждому из них.

В схеме на рис. 4.10,6 [4.10] размагничивание (возврат) сердечника осуществляется активно. При запирании транзистора под действием ЭДС самоиндукции цепи намагничивания открывается транзистор Т2 и от источника питания в обмотку поступает ток намагничивания, возвращающий рабочую точку в исходное состояние.

В схеме на рис. 4.10, г размагничивание сердечника происходит путем передачи энергии в цепь нагрузки (в конденсатор Сн), а в схеме на рис. 4.10, - активно с помощью энергии конденсатора Сн.

На рис. 4.11 показаны диаграммы токов и напряжений, поясняющие работу схем типа 1Р1-ВХ. Ток дросселя il имеет вид, обычный для схем данного типа. Ток намагничивания первичной обмотки трансформатора ITpi на интервале уТ увеличивается в соответствии с частичной петлей гистерезиса (рис. 4.11,6), а на интервале аТ спадает до нуля; при этом происходит возврат сердечника. Увеличение тока tTpi в начале интервала аТ обусловлено тем, что число витков обмотки wb выбирается меньшим по сравнению с чи-