Рис. 4.10. Однотактные преобразователи с входным трансформатором

СЛОМ витков обмотки Wx с тем, чтобы сократить длительность такта возврата аТ. В схемах на рис. 4.10,6, д сердечник может быть выполнен с прямоугольной петлей гистерезиса и тогда ток на вторичной обмотке трансформатора цтр2 на интервале аТ изменит знак (рис. 4.11, в).

Ток конденсатора Сн в схеме на рис. 4.10, г имеет дополнительную составляющую 1сн.доп, показанную на рис. 4.11, а и обусловленную тем, что конденсатор воспринимает энергию намагничивания трансформатора. Ток дросселя на интервале уТ в этом случае несколько меньше тока нагрузки. К первичной обмотке трансформатора Wy поиложено напряжение Uu и /Уп/тр.в на интервалах

и аТ соответственно, где тр.в = в/г<Уь если пренебречь падениями напряжения на транзисторе Т, диоде Дх и активных сопротив-

>тр2

h н.доп

Рис. 4.11. Диаграммы токов и напряжений преобразователей, схемы которых приведены на рис. 4.10

лениях обмоток Wi и Wb. При низких Un (2-5 В) указанные падения напряжения следует учитывать.

Напряжение на транзисторе имеет повышенное значение

и лимитирует длительность этапа аТ, которую стремятся выбрать минимальной, так как она, в свою очередь, определяет коэффици-

ент Утах, опредбляющий габаритные размеры всех силовых элементов. Если условие утах-а не будет выполняться, то наступает режим непрерывного тока ip,Tp и в схемах на рис. 4.10, а-б происходит полное насыщение сердечника трансформатора. В схемах на рис. 4.10, г, д при этом наступает режим повыщенного выходного напряжения, диод Дг будет постоянно закрыт и в замкнутой системе стабилизации выходного напряжения коэффициент у автоматически уменьшится.

Для схем с размагничиванием от источника питания (рис. 4.10, а-в) относительное напряжение на транзисторе

= UslVumax = I + I/tP.b- (4.42)

Из условия равенства нулю среднего за период напряжения на обмотке wx получаем

Утах - 1 а = I Утах тр в

или

+тр.в). (4.43)

Подставляя в (4.43) значение /гтр.в из (4.42), получаем

7ах = (кэ*-1) кэ*. (4.44)

Для схемы на рис. 4.10,6 в (4.44) вместо f/кэ* подставляют

Для схем с размагничиванием от цепи нагрузки (рис. 4.10, г, д) относительное напряжение на транзисторе

fK3. = I + UJU р.в = 1 + v ,. Ajtp.och/tp.b. (4.45)

где Tp.ocH==te;2/ayi - основной коэффициент трансформации.

Из условия равенства нулю среднего за период напряжения на обмотке Wx получаем

Vy = Ualkp,

или

ТР.В' ТР.ОСН>

Утах = 1 - а = 1 - к^р.Ар.ооп' (4-46)

Подставляя в (4.46) з начение тр.в/тр.осн из (4.45), получаем

Утах (КЭ* l)/fl + {V3. - 1)1, (4.47)

где 8u = Ymacc/7min - кратность изменбния Un.

Из сопоставления (4.47) с (4.44) видно, что в схемах с возвратом в цепь нагрузки напряжение на транзисторе при одинаковом Утах меньше, чем в схемах с возвратом в источник.

Ограничение утах вызывает (согласно формулам табл. 4.2) увеличение расчетных значений токов и мощностей всех силовых элементов по сравнению с их значениями при утах=1.

Таблица 4.5

Продолжение табл. 4.5

Наименование цепи

Конденсгтор

Параметр

Формула для схем типа 1Р1-ВХ

Значения параметров для схем

1Р1-вх

рис.4. 10, а, в рис.4. 10, г, с

Утах iU Утах)

трСн* + /свх*

0,66

1.04

0,61

0,96

рис. 4. 9, а

1Р1-ВЫХ

рис. 4. 13, а

0,46

0,74

Магнитный элемент

4.2 (e-Y)

(4.16)

Для схем на рис. 4. 10, а, г

Для схем на рис. 4. 10, в, д

2,2/ Утах

тр (Ртр*+0,5 PJ

2,55

0,865

3,3 тр (2,265 g,p)

0,905

3,275 (2,lS,p)

3,95 gTp

1,85

1,21

1,21

в табл. 4.5 приведены расчетные формулы для преобразователей типа 1Р1-ВХ, полученные подстановкой ymin-Утах/ги в формулы табл. 4.2. Там же приведены результаты расчета схем на рис. 4.10, а, в - д и для сравнения схемы на рис. 4.9, а (типа 1РЗ), причем исходными приняты значения 8i/=l,5, р*ном = 2 и /кэнс=4 (для 1Р1-ВХ). Расчет схемы типа 1РЗ проводился по формулам из табл. 4.3 для схемы 1СЗ.

Расчетная мощность трансформатора Ятр* определена с учетом того, что обмотки трансформатора нагружены в течение времени уТ (введен множитель К у), площадь сечения сердечника увеличена вдвое вследствие использования только половины размаха индукции (в схемах на рис. 4.10, а, б, г) и введен коэффициент 1,1 вследствие влияния тока намагничивания и наличия обмотки w-в. В схемах на рис. 4.10, в, д два последних обстоятельства могут не учитываться ввиду пренебрежимо малого значения тока намагничивания сердечников с прямоугольной петлей гистерезиса. Последняя строка табл. 4.5 характеризует суммарную массу магнитных элементов 2Смагн в предположении, что относительная масса дросселя равна половине относительной массы трансформатора тр. В скобках даны значения 2Смагн для вариантов с активным размагничиванием (см. рис. 4.10,6, д).

Из табл. 4.5 видно, что в рассмотренном примере по большинству показателей (кроме f/кэ* и 2/д*) схемы типа 1Р1-ВХ превосходят схему типа 1РЗ, особенно значительно по габаритным размерам конденсаторов и магнитных элементов в схемах на рис. 4.10,6, д. С уменьшением ги и (или) увеличением f/кэ * эти преимущества усиливаются.

Если в схеме на рис. 4.10, г входной трансформатор выполнить с зазором и одну из его обмоток шунтировать конденсатором, а диод Дз не устанавливать, то преобразователь будет работать с частичной ШИМ, т. е. во время закрытого состояния транзистора напряжение на входе фильтра LCh не равно нулю, а соответствует напряжению на указанном конденсаторе. Подробно такие схемы рассмотрены в [4.11]. Уменьшение габаритных размеров дросселя вследствие частичной ШИМ сопровождается увеличением габаритных размеров трансформатора, так как его цепь намагничивания должна запасать энергию, отдаваемую в нагрузку во время закрытого состояния транзистора. Данный преобразователь по существу является комбинацией преобразователей видов 1 и 3.

4.3.3. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ВЫХОДНЫМ ТРАНСФОРМАТОРОМ

При необходимости выполнения преобразователя с многоканальным выходом, т.е. работающим на несколько гальванически разделенных нагрузок, схемы типа 1Р1-ВХ, рассмотренные в п. 4.3.2, сильно усложняются, так как количество дросселей должно быть равно количеству выходов преобразователя. При этом более удобным является построение преобразователя с выходным трансформатором. На рис. 4.12 показаны варианты схем таких преоб-

Рис. 4.12. Однотактные нерегулируемые преобразователи с выходным трансформатором

разователей для случая, когда требуется только преобразование уровня напряжения без его стабилизации (регулирования). Такой случай может встретиться при достаточно стабильном напряжении первичного источника (например, химического) и при невысоких требованиях к стабильности выходного напряжения. Иногда в отдельные выходы таких схем дополнительно вводят линейные стабилизаторы для повышения точности и уменьшения пульсаций выходного напряжения данного канала.

Схема на рис. 4.12, а является схемой однотактного инвертора (см. рис. 1.7, в), на выходе которого включен двухполупериодный выпрямитель. Транзистор Т во всех схемах на рис. 4.12 управляется от внешнего генератора или от обмотки обратной связи трансформатора., если последний выполнен с насыщающимся сердечником с коэффициентом заполнения импульсов y=0,5.

Схема на рис. 4.12, а относится к схемам преобразователей вида 2, в которых при открытом транзисторе дроссель подключен к источнику питания, а при, закрытом последовательно с источником питания к нагрузке. Поэтому данную схему следует обозначить 1Р2-ВЫХ.

Все остальные схемы на рис. 4.12 относятся к схемам преобразователей вида 1, т.е. являются схемами типа 1Р1-ВЫХ. В них при открытом транзисторе (в схемах на рис. 4.12, г, д при открытых транзисторах Ti и Гг) дроссель подключен к источнику питания через нагрузку, приведенную к первичной обмотке трансформатора Тр, а при закрытом (в схемах на рис. 4.12,6, г при закры-

тых транзисторах Ti и Гг) -к нагрузке через диод Д (в схеме на рис. 4.12, - диод Д и транзистор Гз).

Коэффициент передачи по напряжению ku=Us/Un равен трВ схеме на рис. 4.12, а и 0,5 /гтр - в остальных схемах на рис. 4.12 где kT:p=W2/wi - коэффициент трансформации.

Трансформатор в схемах на рис. 4.12,6, г [4.12] выполнен с двумя одинаковыми первичными обмотками, ток по каждой из которых проходит в ТсЧ(.ние полупериода. Поэтому относительная расчетная мощность трансформатора в данных схемах Ртр* = 1,21, а в остальных схемах Ртр* = 1, если выпрямитель В выполнен по мостовой схеме. При выпрямителе, выполненном по нулевой схеме, Р,гр = 1,41 и 1,21 соответственно.

Ток дросселя в схеме на рис. 4.12,0! равен потребляемому току /по, а в остальных схемах вдвое больше (2/по)- Напряжение на дросселе в схеме на рис. 4.12, а равно [/□, а в остальных схемах- 0,5 Un. Поэтому в соответствии с табл. 4.2 расчетная мощность дросселя во всех схемах, кроме схемы на рис. 4.12, в, одинакова, т.е. Pz,*=2,l, а в схеме на рис. 4.12, в в 1,41 раза больше {Рь* = =3,0) ввиду наличия двух обмоток, поочередно обтекаемых током.

Ток транзистора во всех схемах одинаков и равен /т.м*о = 2/по (в схеме на рис. 4.12, а ток транзистора равен сумме тока дросселя и тока разряда конденсатора Ср).

Напряжение на каждом транзисторе равно: 2Un в схемах на рис. 4.12, а-б; Un в схеме на рис. 4.12, г; 0,5 Un на транзисторах Тх и Гз и 1,5 Un на транзисторе в схеме на рис. 4.12,(9.

Напряжение на конденсаторах Свх и Ср одинаково и равно Un, а ток конденсатора в соответствии с табл. 4.2 при у^ах=у==Ъ равен /по и одинаков для всех схем. Также одинаков и равен /по ток диода Д во всех схемах. Диод Д' в схеме на рис. 4.12, г выполняет роль элемента, уравнивающего напряжение на транзисторах Г1 и Гг, и по нему ощутимый ток проходит только в том случае, если будет включена дополнительная нагрузка /?н.доп (см. штриховые линии), напряжение на которой равно 0,5 Un-

Из данного анализа расчетных значений параметров элементов следует, что минимальную массу магнитных элементов имеют схемы на рис. 4.12, а, д. В схеме на рис. 4.12, а, помимо того, отсутствует диод в первичной цепи, что повышает КПД.

Если источник питания имеет малый внутренний импеданс (например, аккумулятор с короткой линией) и необходимость включения конденсатора Свх отпадает (полностью или частично), то преимущество по сравнению со схемой на рис. 4.12, а имеют остальные схемы данного типа, выбор которых производится из условия допустимого напряжения на транзисторе. Схемы на рис. 4.12,6, в наиболее просты по управлению (один канал), но в них напряжение f/кэ * = 2, и поэтому они применимы в основном при низковольтном источнике питания.

По сравнению с обычными двухтактными инверторами, питающими нагрузку через выпрямитель (см. рис. 3.1), в которых тран-

<) (у-

О О

VZZTZZZZA.

Т t г)

Рис. 4.13. Однотактные регулируемые преобразователи с выходным трансформатором

зисторы также управляются с у=0,5, но отсутствует дроссель входной конденсатор и диод, однотактные преобразователи, показанные на рис. 4.12, имеют преимущество, заключающееся в том, что при их использовании отсутствует необходимость рещения следующих задач:

симметрирования полупериодов во избежание одностороннего насыщения выходного трансформатора;

перекрытия (сквозных токов) при переключении транзисторов каждые полпериода;

защиты от токовых перегрузок транзисторов под действием зарядного тока конденсатора Сн при пуске преобразователя.

Кроме того, в схемах на рис. 4.12 в основном требуется один канал управления, что упрощает выполнение блока управления.

Одотактные регулируемые преобразователи с выходным трансформатором (типа 1Р1-ВЫХ) показаны на рис. 4.13. Алгоритм переключения транзисторов показан на рис. 4.13, г. Транзистор Ti управляется с выхода широтно-импульсного модулятора, а транзисторы Г2(Г2) и Гз - с выхода задающего генератора и открыты поочередно в течение всего полупериода каждый. Все три варианта схемы на рис. 4.13 работают одинаково по типу схем преобразователей вида 1 с интервалом накопления энергии в дросселе через нагрузку уТ и передачи этой энергии непосредственно в нагрузку на интервале (1-у) Т. Напряжение на обмотках трансформатора при этом имеет симметричную прямоугольную форму, т.е. подмагничивание отсутствует при любом у. Схема на рис. 4.13, а

Таблица 4.6

является вариантом нулевого типа, на рис. 4.13,6-полумостового типа, а на рис. 4.13, в - мостового типа, и поэтому схемы отличаются друг от друга только напряжениями на транзисторах и числом обмоток дросселя и трансформатора.

Коэффициент передачи по напряжению, как во всех схемах преобразователей вида 1 ku=kpy для схем на рис. 4.13, а, в и {/ = 0,5 тру для схемы на рис. 4.13, б.

Так как коэффициент у согласно рис. 4.13, г может изменяться от 0,5 до 1,0, максимальная кратность регулирования данных схем еитах=2. Все расчетные значения токов, напряжений и мощностей для данных схем соответствуют значениям, приведенным в табл. 4.2. (схемы 1С1), а при утах=1 значениям, приведенным в табл. 4.3 (схемы 1С1), со следующими особенностями:

для элементов вторичной стороны трансформатора (конденсатор Сн) ток умножается на тр, а напряжение делится на тр1

значения /т.м*о относятся ко всем транзисторам схемы;

для полумостовой схемы (рис. 4.13,6) значения токов всех элементов увеличены в 2 раза, напряжений - уменьшены в 2 раза, а для расчетной мощности дросселя увеличены в 1,4 раза;

максимальные относительные напряжения на транзисторах соответствуют значениям, указанным в табл. 4.6.

Максимум напряжений f/кэ* имеет место при ги=1, когда Yi =:l, и составляет 3Ua в схеме на рис. 4.13, а и 2Un в схеме на рис. 4.13, в.

Расчетная мощность трансформатора Ртр* = 1 в мостовой и полумостовой схемах и Ртр* = 1,21 в нулевой схеме (при одной вторичной обмотке).

По сравнению со схемами с входным трансформатором (см. рис. 4.10) схемы с выходным трансформатором (рис. 4.13) имеют преимущество, заключающееся в отсутствии ограничения по Утах, ЧТО всдст К умсньшению габаритных размеров элементов схемы. В табл. 4.5 приведены расчетные значения параметров для ранее принятых исходных данных, т. е. 8=1,5; р* = 2, примени-