тельно к нулевой схеме (рис. 4.13, а). Из этих да.:;1ых видно, что несмотря на увеличение количества транзисторов, в схеме типа 1Р1-ВЫХ напряжения и суммарная расчетная мощность транзисторов меньще, чем в схемах типа 1Р1-ВХ. Меньше также токи и мощности конденсаторов и дросселя, но увеличен суммарный ток диодов вследствие двухполупериодного выполнения выпрямителя в схемах типа 1Р1-ВЫХ. По суммарной массе магнитных элементов схемы типа 1Р1-ВЫХ имеют преимущества даже перед лучшими вариантами схем типа 1Р1-ВХ, в которых сердечник трансформатора перемагничивается по полной петле гистерезиса.

Вместе с тем следует иметь в виду, что схемы типа 1Р1-ВЫХ (рис. 4.13) требуют более сложного выполнения блока управления- помимо канала ШИМ необходим двухтактный нерегулируемый выход этого блока для управления транзисторами 7

Отмеченный выше недостаток схем на рис. 4.13 - ограниченная кратность регулирования (ес/<2) - может быть устранен путем перевода алгоритма управления транзисторами в режим, когда некоторую часть полупериода угГ/ открыты транзисторы и Гг в схемах на рис. 4.13, а, б и все транзисторы - в схеме на рис. 4.13, в, а в оставшуюся часть полупериода (1-у2)Г/2 открыт (в один полупериод) или Гг (в другой полупериод) в схемах на рис. 4.13, а, б и открыты Г1 и Гз (в один полупериод), или Гг и Г^ (в другой полупериод) в схеме на рис. 4.13, е. Транзистор Гз при этом в схемах на рис. 4.13, а, б постоянно закрыт.

При таком алгоритме преобразователь переходит в двухтактный режим работы по типу схем вида 2, т. е. его коэффициент передачи по напряжению и = тр/(1-72), а все расчетные формулы для токов и напряжений соответствуют формулам, приведенным для схем типа 1С2 табл. 4.2 и 4.3, где утах=у2тах, а 8(7=1/(1 - -учтах). Данный путь расширсния диапазона регулирования рассматриваемых схем помимо усложнения блока управления приводит к увеличению нагрузки конденсаторов Сн - появляется прямоугольная составляющая тока /сн-

Указанный (второй) режим работы схем на рис. 4.13 может быть использован в переходных режимах изменения входного напряжения преобразователя, например, для компенсации кратковременных провалов этого напряжения.

На рис. 4.14 показана схема однотактного регулируемого преобразователя с выходным трансформатором [4.14], работающего по принципу схем вида 1А (см. табл. 4.1). Энергия дросселя на интервале (1-у) Г, когда закрыты оба транзистора [см. алгоритм переключения транзисторов (рис. 4.14,6)], возвращается в источник питания через нагрузку. Транзистор Гг всегда открыт полпе-рода, а транзистор Т\ управляется выходным ШИМ сигналом блока управления.

Если число витков обеих частей обмотки дросселя выполнить одинаковым {W2 = W\), то в соответствии с табл. 4.1 регулировочная характеристика данного преобразователя будет иметь линей-

ный характер и описывается выражением ku=2y-1. В общем случае, когда коэффициент kiwlwi не равен единице,

t; = [v(V+l)-l№(V-l) + l

(4.48)

и регулировочная характеристика нелинейна и имеет вид, показанный на рис. 4.14, е. Бесполезная циркуляция энергии между нагрузкой и источником в данной схеме вызывает увеличение расчетной мощности силовых элементов.

О

с

н

в

0,50

0,25

D 0,25 0,50 и,7Ь у Рис. 4.14. Однотактный преобразователь вида 1А с выходным трансформатором

Из (4.5) С учетом ULpaz = Un+llnlkrp И (4.48) при TPL = 1 получаем

Р.р = 2у(1-у)/?р. (4.49)

Следовательно, согласно (4.15) с учетом двухобмоточного выполнения дросселя

Lo. = 4,2.1,41.2pp?/= 1,197(1-7).

Например, если утш=1/ес/, то при 8[/ = 1,5 Pio* = 2,64, что почти вдвое больше, чем в схеме на рис. 4.13, а (см. табл. 4.5).

Значения токов транзистора /т.м*о, диода /д* и конденсатора /сн. данной схемы соответствуют значениям, приведенным в табл. 4.2 (схемы типа 1С1) при замене у max на 2утах- 1. Если 7тал:=1, то значения этих токов соответствуют значениям, приведенным в табл. 4.3 (схемы типа 1С1), причем, как и раньше, /сн* умножается на тр. Так как потребляемый преобразователем ток двухполя-рен и имеет амплитуду /и^тр на интервалах уТ и (1-7) Г, то действующее значение тока входного конденсатора рассчитывается по формулам, приведенным в табл. 4.2 и 4.3 (столбец 1С1) при заме-

не Утах на 2утах-1 И умножении на 2. Следовательно, входной конденсатор по току (мощности) увеличен вдвое по сравнению с конденсатором в схемах на рис. 4.13. Напряжение на закрытом транзисторе Тх максимально на интервале (1-у) Г, и его относительное значение £/кэти = 4ут/я, т. е. в 1,3-1,5 раза больше, чем в схеме на рис. 4.13, а. Напряжение на закрытом транзисторе Гг и кэт2 =1.

Таким образом, в схеме на рис. 4.14, а (типа 1Р1А-ВЫХ) габаритные размеры дросселя и входного конденсатора увеличены в 2 раза и напряжение на регулируемом транзисторе повышенное. Положительными свойствами схемы являются простота по сравнению со схемой на рис. 4.13, а (отсутствует транзистор Гз) и отсутствие ограничения по диапазону регулирования.

4.4. ДВУХТАКТНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ТРАНСФОРМАТОРНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ ЦЕПЕЙ (ТИПА 2Р)

4.4.1. ПРОСТЕЙШИЕ СХЕМЫ

На рис. 4.15 показаны простейшие классические широко распространенные схемы двухтактных преобразователей, состоящие из двухтактного инвертора с выходным трансформатором, во вторичную цепь которого включен выпрямитель. Схемы отличаются друг от друга местом включения дросселя и алгоритмом переключения транзисторов. В схеме на рис. 4.15, а дроссель включен в выходной цепи преобразователя, а транзисторы открыты поочередно на интервале уГ/2 и закрыты на интервале (1-у) Г/2 (рис. 4.15, б). Из этого следует, что в течение каждого полупериода преобразователь работает подобно схемам вида 1 (см. табл. 4.1) него можно отнести к типу 2Р1. Ток дросселя на интервале (1-у) Г/2 протекает через диоды выпрямителя и через вторичные обмотки Трансформатора, если выпрямитель выполнен по нулевой схеме. Для уменьшения потерь мощности в этой цепи может быть включен дополнительный шунтирующий диод Дш (см. штриховые линии на рис. 4.15, а).

В схеме на рис. .4.15, б дроссель включен во входной цепи преобразователя, оба транзистора на интервале уГ/2 открыты, а на интервале (1-у) Г/2 открыт один из транзисторов поочередно в каждый полупериод (рис. 4.15,г). Из этого следует, что в течение каждого полупериода преобразователь работает подобно схемам вида 2 (см. табл. 4.1) и его можно отнести к типу 2Р2. Ток дросселя на интервале уГ/2 протекает одновременно по обеим половинам первичной обмотки выходного трансформатора. Для уменьшения потерь мощности может быть введен дополнительный шунтирующий Транзистор Гш (см. штриховые линии на рис. 4.15,6), который открыт только на интервале 7Г/2, а основные транзисторы Тх и Гг при этом закрыты и трансформатор полностью обесточен.

Помимо показанных на рис. 4.15 вариантов выполнения инвертора по нулевой схеме могут быть использованы полумостовые (см. рис. 3.1,6, в) и мостовые (см. рис. 3.1, а) инверторы в данных преобразователях. В полумостовых и мостовых вариантах выполнения инвертора включение шунтирующего транзистора в схемах типа 2Р2 не требуется, так как при открытом состоянии на интервале уГ/2 всех транзисторов выходной трансформатор обесточен. В полумостовом варианте схемы типа 2Р2 дроссель выполняется

с

\yJ/2

Т t 6)

TZZ.

УгТ/г

/A /i

7ZZ.

rzT/2

Рис. 4.15. Простейшие двухтактные преобразователи с выходным трансформатором

С двумя одинаковыми обмотками, каждая из которых включена последовательно с одним из силовых транзисторов.

На рассматриваемые схемы типов 2Р1 и 2Р2 распространяются все расчетные соотношения из табл. 4.1-4.3 для соответственно схем видов 1 и 2 (1CI и IC2) с учетом лишь того, что период уменьшен в 2 раза и, следовательно, в Ргр [см. (4.5)] добавляется 2 в знаменателе, т. е. вдвое меньше расчетная мощность дросселя. В схемах, показанных на рис. 4.15, а, б, удвоено напряжение на закрытых транзисторах вследствие нулевого варианта выполнения инвертора. В мостовых и полумостовых вариантах этого удвоения нет.

Суммарный ток диодов по сравнению с суммарным током диодов в однотактных схемах удвоен при мостовой схеме выпрямле-

ния в преобразователе типа 2Р2 и равен /н или 2/н соответственно для нулевой и мостовой схем выпрямления в преобразователе типа 2Р1. При включении диода Дш его ток (среднее значение) /дщ=(1-у)тр, Т. е. соответствует значению, приведенному в табл. 4.2 (схемы 1С1), а через диоды выпрямителя протекает ток

/д.в* У^тр.

Суммарный ТОК диодов в этом случае 2/д* = йтр при нулевой и 2/д* = 2тр при мостовой схемах выпрямителя.

Расчетная мощность трансформатора схемы типа 2Р1 максимальна в режиме у=\ {Vnmin). При повышении входного напряжения Un в схеме типа 2Р1 коэффициент у уменьшается таким образом, что средние значения напряжения на обмотках остаются неизменными, так как /м)2ср = = const, а действующие значения токов обмоток уменьшаются в У у раз (при отсутствии диода Дш и нулевой схеме выпрямителя несколько слабее). Следовательно, при у<1 трансформатор данной схемы разгружается.

При понижении входного напряжения Un в схеме типа 2Р2 происходит увеличение у, т. е. увеличение длительности паузы в напряжении на обмотках, амплитуды которых неизменны, так как №2амп = /н = const. С Л едоватсльно, по среднему значению напряжения, Т. е. по индукции (нагрузке сердечника), трансформатор с увеличением у разгружается в 1-у раз. Токи, протекающие по обмоткам трансформатора, соответствуют по амплитуде току дросселя, т. е. пропорциональны /н/(1-у). Следовательно, при уменьшении длительности импульса тока в 1-у раз действующие значения токов обмоток увеличиваются пропорционально 1н/} 1-у (при отсутствии Транзистора Гш несколько сильнее). Следовательно, расчетная мощность трансформатора Ртр* = /гуср*/а * будет уменьшаться в схеме типа 2Р2 при увеличении у пропорционально V 1-у при наличии транзистора Гш и несколько слабее при его отсутствии.

Таким образом, расчетным режимом для схемы типа 2Р2 так же, как и для схемы типа 2Р1, является режим отсутствия паузы в напряжении на обмотках трансформатора. При этом в обеих схемах расчетная мощность трансформатора одинакова и соответствует мощности обычных нерегулируемых инверторов, т. е. Ртр* = = 1 для мостовых и полумостовых и Ртр* = 1,21 для нулевой схем.

Из проведенного анализа (см. табл. 4.2 и 4.3 и рис. 4.4) следует, что расчетные значения токов, напряжений и мощностей силовых элементов схем типов 2Р1 и 2Р2 одинаковы, за исключением того, что ток входных конденсаторов схемы типа 2Р1 равен току выходных конденсаторов схемы типа 2Р2 и наоборот; суммарный относительный ток диодов в схеме типа 2Р1 равен тр, а в схеме типа 2Р2 krp/Уеи (для нулевого выпрямителя), т.е. может быть несколько меньшим.

Таким образом, в тех случаях, когда источник питания имеет малый внутренний импеданс и входные конденсаторы могут быть полностью или частично исключены, преимущество по габарит-

ным размерам конденсаторов имеет схема типа 2PI. Благодаря включению дросселя в первичную цепь трансформатора схема типа 2Р2 имеет преимущества по сравнению со схмеой типа 2Р1 в следующем:

в возможности ее выполнения с любым числом выходных каналов без добавления магнитных элементов;

в отсутствии проблемы защиты транзисторов от сквозных токов при переключении транзисторов и при несимметричном пере-магничивании (одностороннем насыщении) сердечника трансформатора;

в меньших динамических потерях при выключении транзистора, так как напряжение на конденсаторе фильтра действует как противо-ЭДС в цепи транзистора.

Эти положительные свойства схемы типа 2Р2 могут быть получены и в схеме типа 2Р1 путем переноса дросселя в первичную цепь трансформатора и введения некоторых рассмотренных ниже дополнительных элементов в схему.

4.4.2. преобразователи комбинированного типа с дросселем

в первичной цепи

На рис. 4.16 показаны комбинированные схемы на основе инвертора нулевого типа, которые могут работать в режимах 1, 2 и 3-го видов. В режиме 1-го вида в схеме на рис. 4.16, а [4.15] транзисторы Ti и Гг открыты поочередно полпериода, а транзистор Гз управляется от широтно-импульсного модулятора на удвоенной частоте и открыт в течение времени 71Г/2 в каждом полупериоде.

В режиме 2-го вида транзистор Г3 постоянно открыт (диод Д постоянно закрыт), а алгоритм переключения транзисторов Ti и Гг аналогичен алгоритму, приведенному на рис. 4.15, г. При этом схема преобразователя соответствует схеме типа 2Р2 (рис. 4.15,5).

В режиме 3-го вида на интервале времени узГ/2 открыты все три транзистора, а на интервале времени (1-уз) Г/2 транзистор Гз закрыт, а Ti открыт в одном полупериоде и Гг в другом.

Вариант схемы, показанной на рис. 4.16,6 [4.16], отличается более высоким КПД. Алгоритм переключения транзисторов данной схемы во всех трех режимах показан на рис. 4.16, s, из которого следует, что на интервале у Т/2 во всех трех режимах и на интервале (1-уг) Г/2 в режиме 2-го вида ток дросселя проходит только через один открытый транзистор, а в схеме на рис. 4.16, а через два транзистора. Благодаря этому уменьшены потери мощности. В режиме 2-го вида транзисторы Ti и Гг могут быть постоянно закрыты или управляться так же, как в режиме 1-го вида.

Расчетные значения токов, напряжений и мощности силовых элементов в схемах на рис. 4.16 для каждого режима соответствуют их значениям в рассмотренных выше схемах на рис. 4.15, а для режима 1-го вида, в схеме на рис. 4.15,5 для режима 2-го вида и в схеме типа 1СЗ (см. табл.4.2) для режима 3-го вида со следующими дополнениями.

Ъ

Г, Ъ

zzzzzzzzzz

y,VZ

,

Г777Л ,777Л

Т/2 y,l/Z

ч Режим { 3-го Вида

. Режим (1-го Вида 2j0

t К Режим у .7> ( Z-ro Вида, 1,0

Рис. 4.16. Комбинированные преобразователи нулевого типа с дросселем в первичной цепи

Максимальные значения токов /т.м*о транзисторов Гз и Г4 такие же, как для Ti и Гг. Ток диода Д в режимах 1-го и 3-го видов определяется по формулам, приведенным в табл. 4.2 для схем типов 1С1 и 1СЗ соответственно. В режиме 2-го вида ток диода равен нулю. В режиме 1-го вида как напряжение, так и ток обмоток трансформатора не зависят от у и соответствуют напряжению и току нагрузки (по вторичной стороне трансформатора), т. е. отме-

ченной ранее разгрузки трансформатора по току при уменьшении у для схем типа 2Р1 (рис. 4.15, а) в схемах комбинированного типа не происходит. В связи с этим установки диода Дш (см. штриховые линии на рис. 4.15, а) не требуется. Форма напряжения и расчетные значения параметров трансформатора в режиме 2-го вида остаются теми же, что и для схемы на рис. 4.15,6, т. е. при увеличении у снижение нагрузки трансформатора по индукции происходит более резко, чем увеличение нагрузки по току обмоток. Эти же расчетные значения параметров трансформатора сохраняются и для режима 3-го вида.

Как следует из результатов сравнительного анализа, проведенного в § 4.2 для однотактных схем и справедливого для рассматриваемых двухтактных схем, наименьшие габаритные размеры силовых элементов в общем случае (когда мал внутренний импеданс источника питания) имеет преобразователь в режиме 1-го вида. Поэтому режим 1-го вида обычно является основным, а может быть, и единственным для сохранения положительных свойств схем типа 2Р2, отмеченных в п. 4.4.1. Режим 3-го вида в данных схемах практически не используется, так как для его обеспечения требуется увеличение габаритных размеров всех силовых элементов, что показано в § 4.2.

В некоторых случаях для расширения диапазона регулирования помимо основного режима 1-го вида используют дополнительно режим 2-го вида при кратковременных (в переходных процессах, происходящих в питающей сети) понижениях входного напряжения.

В качестве примера на рис. 4.16, г показаны регулировочные характеристики, т. е. зависимость значений постоянной составляющей тока дросселя /ю, переменной составляющей этого тока AIl/2 и максимального значения тока дросселя Ilm-Ilq-\-IlI2 в относительных единицах (по отношению к значению /н^тр) от коэффициента у. при длительной работе в основном режиме 1-го вида в диапазоне напряжений t/n = 18-30 В коэффициент yi изменяется от 1 до 0,6. При увеличении Un выше 30 В преобразователь остается работать в этом же режиме и коэффициент у снижается до 0,225 при (7п = 80 В. При уменьшении напряжения U ниже 18 В преобразователь переходит на работу в режим 2-го вида и уг изменяется от О до 0,555 в диапазоне напряжений t/n = 18-8 В. Ток дросселя ho* согласно табл. 4.2 равен 1,0 в режиме 1-го вида и изменяется по закону 1/(1-у) в режиме 2-го вида. Переменная составляющая тока дросселя

MJ2I,. (4.50)

Если принять р*тпал; = 3 ДЛЯ ОСНОВНОГО рсжима 1-го вида, то согласно (4.6) р = ргрр*тах= 1,5(1-y, / ) =0,6. Поэтому в режиме 2-го вида р. = 0,6/ргр, где Ргр определяется по формулам, приведенным в табл. 4.2, и результат делится на 2. Подставляя полученные указанным путем значения в (4.50), наносим на рис. 4.16,2 кривые A/L*/2=f (-у). При суммировании этих кривых с

кривыми /lo* получаем зависимости Ilm* от у. Значение тока Ilm* характеризует нагрузку преобразователя по максимальному току транзисторов и по максимальной индукции сердечника дросселя. Из рис. 4.16, г видно, что расширение диапазона регулирования вызывает увеличение максимальных значений токов транзисторов и индукции в сердечнике дросселя в 1,85 раза в указанном примере, что должно быть учтено при проектировании преобразователя. Чтобы избежать насыш,ения сердечника дросселя при кратковременных изменениях Un, можно увеличить соответственно частоту переключения транзисторов.

Помимо отмеченного увеличения нагрузки транзисторов при переходе в режим 2-го вида в соответствии с формулами, приведенными в табл. 4.2, увеличивается нагрузка выходных конденсаторов и соответственно пульсации напряжения на выходе преобразователя.

В том случае, когда нагрузка имеет емкостный характер, а источник питания большой внутренний импеданс (например, преобразователь используется для заряда аккумулятора) целесообразно в качестве основного режима использовать режим 2-го вида и при кратковременных повышениях напряжений - режим 1-го вида. Для выявления максимальных нагрузок элементов при этом строятся зависимости, аналогичные показанным на рис. 4.16, г. Выбор в качестве основного режима 2-го вида может быть целесообразен и в том случае, когда преобразователь получает питание от низковольтного источника и является повышаюш,им, поскольку в этом режиме диод Д в первичной цепи закрыт, что повышает КПД преобразователя.

Для уменьшения габаритных размеров дросселя основной диапазон напряжений Un при длительной работе преобразователя разбивается на два поддиапазона: от Unmin до t/n.cp при работе преобразователя в режиме 2-го вида и от С^п.ср до Unmax при его работе в режиме 1-го вида. Для одинаковой загрузки элементов в каждом поддиапазоне целесообразно выбирать

t/n.op - VUmaxUnmin = U. (4.51)

При этом экстремальные значения у в обоих поддиапазонах соответственно равны

Un = lfV\Угтах = (Уеи ~ 1 )/Уги. (4.52)

Используя (4.52), с помош,ью формул, приведенных в табл. 4.2, с учетом особенностей двухтактных трансформаторных схем, отмеченных при анализе схем на рис. 4.15, можно получить расчетные значения параметров всех силовых элементов для первого (см. схемы типа 1С1, табл. 4.2) и второго (см. схемы типа 1С2, табл. 4.2) поддиапазонов. При этом вместо 1/утах в схемах типа 1С1 табл. 4.2

следует подставить l/ku тах=1-у2тах= МУи.

Tz Ti 7-4 0

Рис. 4.17. Комбинированные преобразователи мостового типа с дросселем в первичной цепи

Как показывают проведенные расчеты, при указанном использовании режимов двух видов (двухзонном регулировании) расчетная мощность дросселя уменьшается в (е^-l)/Veu(V&.u-1) раз, максимальные значения токов транзисторов не изменяются, ток выходного конденсатора возрастает, а суммарная мощность конденсаторов почти не изменяется по сравнению с токами и мощ-