ностями при однозонном регулировании преобразователя в режиме 1-го вида.

Заметим, что для того, чтобы преобразователь мог работать в двух режимах, приходится усложнять блок управления, в котором широтко-импульсный модулятор (ШИМ) должен реализовать оба алгоритма, показанные на рис. 4.15, г с плавным переходом (без разрыва). Такой модулятор может быть выполнен, например, на основе двух формирователей пилообразных напряжений с частотами, равными частоте напряжения на трансформаторе, и взаимно сдвинутыми на 90 эл. град.

На рис. 4.17 показаны мостовые варианты схем комбинированного типа, отличающиеся друг от друга значениями напряжений на закрытых транзисторах, КПД (числом падений напряжения -в силовом контуре) и количеством элементов. Схема на рис. 4.17, а [4.17] выполнена аналогично схеме на рис. 4.16,6 с тем отличием, что трансформатор имеет одну первичную обмотку и поэтому к транзисторам и Гг добавлены транзисторы Г5, Те, образующие совместно мост, причем транзистор Js переключается синфазно с Гь а Гб- синфазно с Гг. Транзисторы Гз, Г4, как и ранее, управляются выходным напряжением двухтактного ШИМ. Схема на рис. 4.17,6 [4.18] является промежуточной между мостовой и нулевой схемами, поскольку в режиме 1-го вида на интервале уГ/2, когда открыты Ti (Гг) и Г4 (Гз), включена вся первичная обмотка, а на интервале (1-у)Т/2, когда открыт только Т[ (Гг),- половина этой обмотки. По сравнению со схемами на рис. 4.16, а, 6 в данной схеме лучше использована первичная обмотка трансформатора, т. е. его габаритные размеры меньше, а по сравнению со схемой на рис, 4.17, а уменьшено число транзисторов и падений напряжения на интервале (1-у) Г/2. Регулировочная характеристика данной схемы, полученная из (1.2):

отличается от линейной и соответствует характеристике схемы типа 1С1-АТ при ктр=2 (см, рис. 4.6,а). Расчетные соотношения для схем на рис. 4.17, а, 6 аналогичны соотношениям для схем на рис. 4.16 в режиме как 1-го, так и 2-го вида. В режиме 2-го вида в схемах на рис. 4.17, а, 6 транзисторы Гз, Г4 и синфазно. с ними Гг, Ti управляются по алгоритму, приведенному на рис. 4.15, г, а транзисторы Гб и Гб должны быть постоянно закрыты.

В схеме на рис. 4.17, в [4.19] транзисторы Г] и Гг управляются напряжением с выхода задающего генератора, а транзисторы Гз и 7*4-выходным напряжением ШИМ. В режиме 1-го вида каждый из транзисторов Г3 и Г4 открыт полпериода, но с регулируемым на время 7Г/2 сдвигом фазы относительно момента переключения транзисторов Ti и Гг (рис. 4.17,). В режиме 2-го вида транзисторы управляются по алгоритму, показанному на рис. 4.17, е. В схеме на рис. 4.17, г [4.20] транзисторы управляются аналогично транзисторам в схеме на рис. 4.17,6 в режиме как 1-го, так и 2-го вида.

Максимальное относительное напряжение на транзисторах 7з и 74 в схемах на рис. 4.17, а, б, г /7кэ* = 1+7гггт, а в схеме на рис. 4Л7,в Ui3 = \-\-2ymin. При 8а=1 (Ymm = l) напряжения кэ* соответственно равны 2 и 3, а суммарная расчетная мощность транзисторов 2Рт*=2/т.м*о^кэ* составляет 8 в схемах на рис. 4.17, а-в и 6 в схеме на рис. 4.17, г.

По КПД (числу падений напряжения в силовом контуре) схемы на рис. 4.17,6-г аналогичны схеме на рис. 4.16, а, а в схеме на рис. 4.17, а на одно падение напряжения на транзисторе на интервале (1-у) TJ2 больше, но эта схема имеет однообмоточный дрос-

Рис. 4.18. Комбинированные преобразователи полумостового типа с дросселем в первичной цепи

сель и одну первичную обмотку трансформатора, что при данных габаритных размерах уменьшает потери в этих элементах.

В схемах на рис. 4.17, в, г дроссель имеет две обмотки, каждая из которых работает полпериода. Поэтому расчетная мощность дросселя увеличена в 1,41 раза по сравнению с мощностью дросселя при однообмоточном исполнении.

На рис. 4.18 показаны полумостовые варианты схем комбинированного типа. В режиме 1-го вида все транзисторы управляются по алгоритму, приведенному на рис. 4.16, в, а в режиме 2-го вида транзисторы Гз и Г4- по алгоритму, приведенному на рис. 4.16, в; транзисторы Г1 и Гг в схеме на рис. 4.18, а постоянно закрыты, а в схеме на рис. 4.18,6 переключаются синфазно с Гз и Г4. Напряжения на транзисторах Г1 и Г2 в обеих схемах на рис. 4.18 одинаковы и равны и}3*=ymin; на транзисторах Гз и Г4 в схеме на рис. 4.18, а Ui3 * = ymtn-\-0,5, а в схеме на рис. 4.18,6 /кэ* = 0,5. Поэтому схема на рис. 4.18, б может эффективно использоваться в преобразователях с повышенным входным напряжением. Если учесть, что в полумостовых схемах токи транзисторов вдвое больше токов тран-

зисторов в схемах на рис. 4.16 и 4.17, то получим, что при su - i {ymtn==l) суммарная расчетная мощность транзисторов 2Рт* = 10 и 6 соответственно для схем на рис. 4.18, а и б.

К преобразователям комбинированного типа относятся также преобразователи, в схемах которых дроссель имеет вторичную обмотку, подключенную через диод к выходным выводам (рис. 4.19) [4.21]. Если коэффициент трансформации дросселя kL = W2fwi сделать равным коэффициенту трансформации трансформатора kjp и переключать транзисторы по алгоритму, приведенному на рис. 4.15, S, то данная схема в режиме 1-го вида будет работать также, как схема на рис. 4.15, а с диодом Дш, роль которого в данном случае выполняет диод Д. Поэтому все приведенные выще расчетные значения параметров элементов для схемы на рис. 4.15, а с диодом Дш справедливы и для схемы на рис. 4,19, в в режиме 1-го вида, с той разницей, что расчетная мощность дросселя увеличена V 1-У раз, так как он двухобмоточный. При 7=0,5 габа-

ритные размеры дросселя увеличены в 1,41 раза.

В режиме 2-го вида транзисторы переключаются по алгоритму, приведенному на рис. 4.15, г, и преобразователь работает так же, как преобразователь, схема которого дана на рис. 4.15, б, т.е. как преобразователь типа 2Р2. Цепь вторичной обмотки дросселя при этом обесточена, так как напряжение на ней меньще выходного напряжения преобразователя.

Данный преобразователь может быть выполнен и по мостовой или полумостовой схеме. Преимуществом данной схемы по сравнению со схемами на рис. 4.16-4.18 является отсутствие диодов и дополнительных транзисторов в первичной цепи, что упрощает блок управления и повышает КПД, особенно при низковольтном питании и повышенном выходном напряжении. Недостатком является усложнение и увеличение габаритных размеров дросселя, особенно при многоканальном выходе преобразователя.

Таким образом, выбор варианта схемы комбинированного преобразователя из всего многообразия, показанного на рис. 4.16- 4.19, производится в зависимости от уровней входного и выходного напряжений, уровня номинальной мощности, ширины диапазона регулирования, располагаемой элементной базы, требований по КПД, массе и надежности, динамических характеристик и других факторов, с учетом изложенных замечаний.

Соображения по выбору рабочих режимов и расчету силовых элементов, приведенные для схем на рис. 4.16, справедливы также для схем на рис. 4.17-4,19.

Рис. 4.19. Комбинированный преобразователь с дополнительной обмоткой дросселя

4.4.3. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ДРОССЕЛЕМ ПЕРЕМЕННОГО ТОКА

Схема мостового преобразователя постоянного напряжения с дросселем переменного тока показана на рис. 4.20, а. Алгоритм переключения транзисторов и диаграммы напряжения на дросселе Ul, тока дросселя II, тока на выходе выпрямителя is и потребляемого тока fn показаны на рис. 4.20, г-е для трех режимов работы соответственно: у<1 при непрерывном токе дросселя (р.>1) и у<\ при прерывистом токе дросселя (р.<1).

Каждый транзистор шунтирован возвратным диодом. В начале каждого полупериода в режиме непрерывных токов ток дросселя возвращается в источник питания (входной конденсатор) на интервале времени Ti. При этом к дросселю приложена сумма входного напряжения Un и приведенного напряжения на нагрузке £/д=С/н/Лтр. На оставшейся части интервала уТ12 к дросселю приложено напряжение Un-U, а на интервале {\-у)Т12 или 7/2 - напряжение U* т. е. так же, как в двухтактных преобразователях 1-го вида. Ток дросселя имеет треугольную форму с амплитудой /lm и средним значением, равным нулю, т. е. подмагничивание сердечника дросселя постоянным током отсутствует. В этом состоит первое положительное свойство данного класса преобразователей.

Вторым положительным свойством этих преобразователей является возможность выполнения силовых магнитных элементов в одном узле. Например, если дроссель выполнить без обмотки, а первичной обмоткой трансформатора охватить сердечник дросселя вместе с сердечником трансформатора, на котором расположена только вторичная обмотка трансформатора [4.22L или выполнить трансформатор с большим рассеянием магнитного потока, когда роль дросселя выполняет индуктивность рассеяния.

Из сопоставления рис. 4.20, г я е видно, что ток дросселя 1ь и ток выходного конденсатора ten имеют одинаковые формы и значения как в режиме частотно-импульсной модуляции (ЧИМ) (у=1), так и в режиме ШИМ при р. = 1 (у=Угр). Ток входного конденсатора 1свх при работе в режиме ЧИМ (рис. 4.20, г) несколько больше, чем при работе в режиме ШИМ при р. = 1 (рис. 4.20, е), вследствие наличия отрицательного импульса потребляемого тока в перво.м случае.

На рис. 4.20, б показан варианг схемы с тремя транзисторами. Транзистор Гз работает в каждом полупериоде по алгоритму Тъ-Ti, показанному на рис. 4.20,2-е, причем на интервале (1-у) 7/2 открыты транзисторы Ti и 7*2 и ток дросселя проходит через обе обмотки дросселя и первичную обмотку трансформатора. Следовательно, к одной обмотке дросселя приложено то же напряжение Ul, что и в мостовой схеме.

Если каждый из двух транзисторов в схеме на рис. 4.20, в открыт полпериода, то схема работает в режиме у=1 (рис. 4.20,г), а регулирование напряжения осуществляется методом ЧИМ. Если транзисторы открыты меньше полупериода (у<1), то схема на рис. 4.20, в переходит в режим прерывистых токов, на интервале s7/2 (рис. 4.20, д) проходит возврат тока дросселя в источник питания и к дросселю приложено напряжение Un + U, т. е. преобразователь работает по типу схем вида 1А (см. табл. 4.1).

Определим регулировочные характеристики преобразователей, приведенных на рис. 4.20.

/

Hi О

-> О

t i.

Ч8х м D

1н

T/Z Т -t

СбХ

ш

Тпа

Г/2- Г i

Рис. 4.20. Преобразователи постоянного напряжения с дросселем переменного тока

в режиме П1.;-;.ывисгых токов (р.<1) регулировочная характеристика соответствует (4.9) при аодстановке 2р вместо Р:

ки=у{УгТЩ-у)/4. (4.53)

Из условия Р*=1 с учетом (4.5) и (4.6) получаем, что формула (4.53) <праве.алива в интер-ле изменения у от нуля до Yip = l-2р.

В режиме непрерывных токов (р.>1), т. е. при изменении у от угр до 1, регулировочную характеристику можно определить из следующих уравнений:

hi = /lm - (1 - V) T/2L = h-h{\- Y)/P; /н = hu \TjT л- I LI ITIlu + (1 + hifh.) (1 - Y)/2]; hu = (n- U,) TJL; h, = (U + U ) TJL; = уТ/2.

Совместное решение этих уравнений в аналитическом виде относительно

ku==UJUn достаточно сложно, и расчет зависимости Au-=f(Y, Р) выполнялся на ЭВМ. В режиме ЧИМ (\=1), используя соотношения

1 = 24/(п+н); T = 2LIJ(U-U,y, r = 2(r+rj, а также (4.3), получаем

t/=l/ 4p2-f 1-2р. (4.54)

На рис. 4.21 показаны регулировочные характеристики ku=fiy) для нескольких значений р. Штриховой линией показана граница между режимом прерывистых и непрерывных токов.

Характерной особенностью преобразователей данного класса является то, что при Y=l согласно (4.54) коэффициент передачи kumax не равен единице и имеет тем меньшее значение, чем больше р (индуктивность дросселя). Расчетная мощность дросселя переменного тока

=/1действ. (4.55)

где /ьдейств - действующее значение тока дросселя. Из рис. 4.20, е и (4.8) следует, что

/1действ = hu V(Yi + S)/3 = Ij VVJ3.

Следовательно, с учетом (4.5), (4.6) и (4.8) относительная расчетная мощность дросселя

L. = VH = 4,2p/]/ p;. (4.56)

При Pj[,=l Р 1=4,2, что относится также к режиму ЧИМ (рис. 4.20,г). Согласно (4.10) и (4.11) максимальное относительное значение тока транзистора

.м* = hJh kumax = 2/krnax при Y = 1; (4-57)

/т.м*=2/]/р;л^ npHY=04-Y,p. (4.58)

Сравним расчетные мощности (токи) силовых элементов при работе в режимах ЧИМ и ШИМ схемы на рис. 4.20, а и обычной мостовой схемы 1-го вида (типа 2Р1) с дросселем в цепи постоянного тока (по типу схемы на рис. 4.15, а).

Примем, например, кратность изменения входного напрялсения еи = 2 я одинаковую частоту /ном (максимальную при ЧИМ). Результаты расчета приведены в табл. 4.7.

В схеме с регулированием напряжения методом ЧИМ для изменения вдвое коэффициента ku частота согласно (4.54) должна изменяться в 5 раз, что ведет к увеличению относительной индуктивности р до 0,5 и расчетной мощности дросселя Pl*, которая превышает более чем в 4 раза мощность дросселей других сравниваемых схем. Кроме того, при снижении частоты относительно /ном в процессе увеличения входного напряжения увеличивается условная расчетная мощность трансформатора, т. е. расчетным режимом для трансформатора является Unmax, когда частота минимальна, а расчетным режимом дросселя - Uamin, когда частота максимальна. Следовательно, если принять, что масса трансформатора пропорциональна-j/T, то при изменении частоты в 5 раз габаритные размеры трансформатора при работе в режиме ЧИМ увеличены в 1,5 раза по сравнению с габаритными размерами трансформаторов при работе в других режимах.

Если преобразователь работает на изменяющуюся нагрузку, то при увеличении сопротивления нагрузки пропорционально должна быть увеличена рабочая частота (для поддержания Р=const). Это вызывает увеличение потерь в сердечнике трансформатора и усложняет задачу коммутации транзисторов.

Снижение частоты при данном значении емкости конденсатора Сн приведет к пропорциональному увеличению пульсаций выходного напряжения в режиме Ua max-

Вследствие указанных отрицательных свойств, присущих режиму ЧИМ, его применяют при малых кратностях изменения входного напряжения и сопротивления нагрузки, когда изменения частоты относительно невелики.

При неизменной частоте и регулировании выходного напряжения методом ШИМ значение Р может быть в 10 раз меньшим, а расчетная мощность дросселя в 4,3 раза меньшей, чем при ЧИМ. Однако прерывистый характер тока дросселя (см. рис. 4.20, е) приводит к увеличению максимального тока транзисторов и выходных конденсаторов в 2,1 раза.

Если в обычной схеме типа 2Р1 с дросселем в цепи постоянного тока взять коэффициент р = 0,05, т. е. таким же, как в схеме на рис. 4.20, а, регулируемой методом ШИМ, то все показатели, включая и расчетную мощность дросселя, будут примерно теми же. Это объясняется тем, что по максимальному току Ilm и, следовательно, использованию сердечника дросселя по максимальной индукции и по нагрузке обмотки сравниваемые схемы одинаковы.

Если в обычной схеме типа 2Р1 взять коэффициент =0,5, т.е. таким же, как в схеме на рис. 4.20, а, регулируемой методом ЧИМ, то получим снижение расчетной мощности дросселя и трансформатора в 1,5 раза, тока транзисторов в 1,6 раза, тока выходного конденсатора в 2,4 раза, причем сопротивление нагрузки может изменяться в широких пределах, поскольку частота неизменна и коэффициент ku не зависит от параметров нагрузки.

Рис. 4.21. Регулировочные характеристики преобразователей, приведенных на рис. 4.20

Таблица 4.7

Таким образом, по массогабаритным показателям схемы с дросселем переменного тока уступают схемам с дросселем в цепи постоянного тока, вследствие чего их используют преимущественно в маломощных преобразователях с малой кратностью ги, когда с целью упрощения силовые магнитные элементы выполняются в одном узле.

На рис. 4.22 показаны схемы преобразователей вида 3, в которых функций дросселя и трансформатора совмещены в одном магнитном элементе.

В схеме на рис. 4.22, а [4.23], когда открыт транзистор 71(72), должен быть закрыт транзистор 7з, и наоборот. Благодаря этому исключается протекание тока во вторичной цепи во время такта накапливания энергии в дросселе L на интервале времени у7/2. Преобразователь должен работать в режиме прерывистых токов, причем коэффициент у не должен превышать 0,5, чтобы исключить возврат тока в источник через инверсно включенный транзистор на интервале времени (1-у)7/2.

В схеме на рис. 4.22, б коэффициент у лолжен быть больше 0,5, чтобы на интервале времени у7/2 диоды Дг и Дг оставались закрытыми, вследствие того, что при этом напряжение на нагрузке Ub превышает приведенное ко вторичной обмотке напряжение Un. Для исключения указанного выше нежелательного возврата тока в источник включен диод Дз. Данная схема проще схемы на риг. 4.22, а и эффективна при повышенном входном и пониженном выходном на-

Рис. 4.22. Регулируемые преобразователи с совмещением функций дросселя в трансформатора в одном элементе

пряжениях, а схема па рис. 4.22, а - при пониженном входном и повышенном выходном напряжениях.

Обе схемы работают как схемы вида 3, и для них справедливы все формулы, риведенные в табл. 4.2 (с учетом двухтактного выполнения схемы и режима прерывистых токов), относящиеся к схеме типа 1СЗ. Следует отметить линейность регулировочной характеристики данных преобразователей в режиме прерывистых токов:

к схемам с дросселями в цепи переменного тока можно отнести схемы так называемых резонансных преобразователей, в которых последовательно с первичной обмоткой выходного трансформатора включен резонансный контур (последовательный или параллельно-последовагельный), формирующий ток синусоидальной или трапецеидальной формы [4.24]. Благодаря этому снижаются токи, коммутируемые транзисторами, а следовательно, динамические потери и радиопомехи.

4.5. ДВУХТАКТНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ГАЛЬВАНИЧЕСКИ СВЯЗАННЫМ ВХОДОМ И ВЫХОДОМ (ТИП 2С)

4.5.1. ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ

В тех случаях, когда допустима гальваническая связь между входом и выходом двухтактного преобразователя, его выходной трансформатор может быть заменен автотрансформатором и, кроме того, выход преобразователя может быть включен согласно, встречно или как согласно, так и встречно с источником питания. Эти обстоятельства позволяют уменьшить расчетную мощность и, следовательно, массу и габаритные размеры силовых элементов при тех же выходной мощности и кратности регулирования.

В общем виде преобразователь с гальванически связанным входом и выходом является трехполюсником с конденсаторами Свх и Сн и дросселем, включенным либо в выходную цепь (рис. 4.23,а), либо во входную (рис. 4.23,6). Согласно принятой в § 4.1 классификации в первом случае преобразователь относится к 1-му виду и обозначается 2С1, а во втором - ко 2-му и обозначается 2С2. По характеру соединения выходных цепей с входными преобразователь выполняется по одной из следующих схем:

прямой ПР1 (рис. 4.24, а) и ПР2 (рис. 4.24,6), когда выходная цепь (выход выпрямителя) соединена с входной только одним выводом;

Г

Рис. 4.23. Варианты включения дросселя в преобразователях с гальванической связью входа и выхода

2i 2i2 Ai Д

Рис. 4.24. Основные схемы двухтактных преобразователей с гальванической связью входа и выхода

вольтодобавочной ВД1 (рис. 4.24, в) и ВД2 (рис. 4.24,г), когда выходная цепь соединена согласно-последовательно с выходной;

вольтовычитающей ВВ1 (рис. 4.24, д) и ВВ2 (рис. 4.24, е), когда выходная цепь соединена встречно-последовательно с входной;

вольтореверсивной ВР1 (рис. 4.24, ж) и ВР2 (рис. 4.24, з), когда выходная цепь может соединяться как согласно, так и встречно с входной.

Полярность выходного напряжения во всех схемах, кроме ПР2, совпадает с полярностью входного, например объединены минусовые выводы, как показано на рис. 4.24. В схеме ПР2 полярность выходного напряжения обратна полярности входного.