в вольтодобавочных схемах вход инвертора на транзисторах Гь Гг подключен либо параллельно источнику (схема ВД1), либо параллельно нагрузке (схема ВД2).

В вольтовычитающих схемах вход инвертора включен последовательно с нагрузкой, благодаря чему часть напряжения падает на инверторе, а оставшаяся часть приложена к нагрузке, т. е. схема обеспечивает понижение напряжения. Выходные выводы выпрямителя в схеме ВВ1 подключены параллельно нагрузке, а в схеме ВВ2 - параллельно источнику.

В вольтореверсивных схемах выпрямитель выполнен управляемым, т. е. с реверсом полярности, путем введения транзисторов Гз и Г4 последовательно с диодами Дз и Д4 и шунтирования транзис- торов инвертора Ti и Гг диодами Д1 и Дг. При отпирании одновременно с транзистором Ti транзистора Гз проводит ток диод Дз и схема работает как вольтодобавочная, а при отпирании транзистора Г4 проводят ток диоды Д1 и Д4 и схема работает как вольтовы-читающая.

При регулировании (стабилизации) выходного напряжения в схемах типов 2С1-ПР, 2С1-ВД и 2С2-ВД транзисторы Гь Гг переключаются по алгоритму, приведенному на рис. 4.15,0, т.е. каждый из них открыт в течение времени, меньшего или равного длительности полупериода, в схемах типов 2С2-ПР, 2С2-ВВ и 2С1-ВВ - по алгоритму, приведенному на рис. 4.15,г, т.е. каждый из них открыт в течение времени, большего или равного длительности полупериода. В схемах типов 2С1-ВР и 2С2-ВР транзисторы Т[-Г4 переключаются по алгоритму, приведенному на рис, 4.17,(9, т. е. каждый из них открыт полпериода, но регулируется сдвиг фазы от О до 180 эл. град между моментами переключения транзистора Гз на Г4, Ti на Гг.

Для повышения эффективности и уменьшения габаритных размеров трансформатора могут быть включены шунтирующие диоды Дш или шунтирующие транзисторы Гш (см. штриховые линии на рис. 4.24), которые проводят ток при закрытом состоянии одновременно всех транзисторов схемы, что полностью обесточивает трансформатор, и в схемах ВД, ВВ и BP энергия проходит прямо от источника в нагрузку {ku=l). При введении транзистора Гш блок управления преобразователя выполняется так, чтобы в схеме ВВ на интервале уГ/2 был открыт Гш, а транзисторы Ti и Гг закрыты, а в схемах BP Гш был открыт на интервале (1-у) Г/2, а остальные транзисторы при этом закрыты. В последнем случае вместо Гш одновременно могут быть открыты Гз и Г4.

Для сопоставления схем по расчетной мощности транзисторов и трансформатора в табл. 4.8 приведены их основные параметры, где выведены следующие обозначения: Ub и /в - напряжение и ток на выходе выпрямителя; Uh и /н - напряжение и ток нагрузки; тр = ~w2/wi- коэффициент трансформации.

Все параметры приведены для экстремальных режимов диапазона регулирования, т. е. при у = 1 для схем 2С1-ПР, ВД и BP {пршки>1) и 7 = 0 для схем 2С2-ПР, ВВ и BP (при/ei;< 1). Следо-

Таблица 4.8

Параметр

Формулы для определения значений параметров схем

Для транзисторов Ti и Гг.

вательно, в данном режиме каждый транзистор открыт полпериода, а падение напряжения на дросселе и токи конденсаторов равны нулю. Как было показано в § 4.4, данные режимы соответствуют максимальной нагрузке транзисторов и трансформатора.

Коэффициент ат=Яат/Г*тр (отношение расчетных мощностей автотрансформатора и трансформатора) зависит от полярности подключения выпрямителя к обмоткам w2. Если пренебречь током намагничивания трансформатора, то

k, = :EI,wJ2I,w (4.59)

где XInWn - сумма магнитодвижущих сил всех обмоток.

W2 Ai {Z h

гтр Az

Рис. 4.25. Варианты включения выпрямителя в преобразователях с гальванической связью входа и выхода

Согласно рис. 4.25, а, б для прямого подключения выпрямителя из (4.59) с учетом /i=/2tp получаем:

ат.пр = 1,4 (1 - /г^р) при хр < 1;

ат.пр = 1,4(1 - 1/тр) при тр > 1.

При обратном подключении выпрямителя (рис. 4.25, в, г) ток по обмотке w2 проходит оба полупериода. Поэтому из (4.59) получаем:

(4.60)

ат.об = ( 1 - Р + К + 1 ) при Ч < 1 ;

aT.o6 = 07(,p-l+]/?p-f 1 .

В схемах ПР1, ВД2, ВВ2, ВР1 (при ku<l), ВР2 (при ku>l} использована прямая, а в схемах ПР2, ВД1, ВВ1, ВР1 (при с/>1), ВР2 (при <1) -обратная схемы подключения выпрямителей.

Расчетная мощность автотрансформатора (относительное значение)

P =UJ,kJP,. (4.62)

Из (4.62) для схем ВД1 и ВР1 получаем:

Яат* = \A{ku -\)[2-ku + V{ku-ir+l У2ки

при ,р < 1; [ (4.63)

ат* = о J [ku- 2 + V{ku -\Y+\]/ku при > 1

и для схем ВВ1 и ВР2

1)+1

при /тр < 1;

(4.64)

ат* = 0,7 (1 - ku) [2ku~ 1 + Viku -1)+1

при /тр > 1.

Значения Рат* для остальных схем приведены в табл. 4.8. Заметим, что коэффициент тр в схемах ВР1, ВР2 и ВД2 должен быть всегда меньше единицы, а в схеме ВВ2 всегда больше единицы, что следует из зависимости и=/(тр), приведенной в табл. 4.8.

В табл. 4.8 показаны также значения относительного напряжения, приложенного к транзистору /кэ* = /кэ/птаж, максимального относительного тока транзистора /т.м* и суммарной расчетной мощности транзисторов

Рт* ~ 2т.м* КЭ..

Во всех схемах, кроме BP, суммарная мощность транзисторов соответствует выходной мощности выпрямителя, т. е.

а в схеме BP добавляется расчетная мощность транзисторов Гз

Расчет тока /т.м* в схемах BP ведется в режиме ku>l, а расчет напряжения - в режиме ku<l, поскольку в этих режимах

указанные параметры максимальны. Коэффициент ku связан с кратностью изменения уровня напряжения enp = UH/Unmax или np = UnminlUH следующими соотношениями:

kumax = пр ДЛЯ схем 2С2-ПР; kumax = е ДЛЯ схем ВД И 2С1-ПР; kumin = 1/8 для схем ВВ;

kumax = ufiU + l), kuin = iU + Щ^и ДЛЯ СХеМЫ BPl;

Urnax = iu + l)/2; kumin = 2/(8,7 + 1), ДЛЯ схемы BP2;

1 (4.65)

где е = еигпр- полная кратность изменения напряжения.

С помощью табл. 4.8 и (4:65) на рис. 4.26 построены зависимости /т.м*, f/кэ*, 2Ят* и Яат*=/(е). При этом по оси абсцисс отложены бпр для схем 2С2-ПР, е для схем ВД, ВВ и 2С1-ПР и для схем BP. Для схемы ВР-1 наибольшее значение Рат* имеет место в режиме kumin, а для схемы ВР2 в режиме kumax, что и показано на рис. 4.26. Сравнивая показатели различных вариантов схем на рис. 4.24, с помощью рис. 4.26 можно сделать следующие выводы:

1) в тех случаях, когда не требуется изменения уровня выходного напряжения относительно входного (епр=1) наименьшую расчетную мощность транзисторов имеют схемы BP. Однако увеличенное вдвое по сравнению с другими вариантами схем количество транзисторов и диодов в схемах BP и разобщенность эмиттеров транзисторов вызывают усложнение блока управления. Поэтому в

Гт.м

г) Рис. 4.26. Зависимость нагрузки транзисторов и автотрансформатора от кратности регулирования

ЭТИХ случаях может использоваться и схема ПР1, вырождающаяся в два однотактных преобразователя типа 1С1, управляемых сигналами, сдвинутыми по фазе относительно друг друга на полпериода;

2) варианты схем ВД2, ВВ2 и ВР2 уступают соответственно вариантам схем ВД1, ВВ1 и ВР1 по расчетной мощности как транзисторов, так и трансформатора, причем в вариантах схем ВД2 и ВР2 значительно увеличено напряжение, а в варианте схемы ВВ2- ток транзисторов, что объясняется бесполезной циркуляцией мощности внутри этих схем. Поэтому в дальнейщем схемы ВД2, ВВ2 и ВР2 не рассматриваются;

3) схемы ПР уступают схемам ВД1 и ВВ1 по расчетной мощности, а также по току и напряжению транзисторов при любом значении епр и ги. По расчетной мощности трансформатора схема 2С-ПР уступает схемам ВД1 и ВВ1 при любом значении е, а схема 2С2-ПР1 может иметь меньшую расчетную мощность трансформатора, чем схемы ВД1 и ВД2 при малой кратности епр и большой кратности е^;

4) схема ПР2 имеет увеличенную по сравнению со схемой ПР1 расчетную мощность трансформатора и поэтому ее применение оправдано лишь в тех случаях, когда требуется изменить полярность выходного напряжения относительно входного.

4.5.2. РАСЧЕТНЫЕ СООТНОШЕНИЯ, ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ В РЕГУЛИРУЕМЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯХ

Регулировочные характеристики, а также изменения нагрузки транзисторов, трансформатора и конденсаторов как по току, так и по напряжению в процессе регулирования (стабилизации) выходного напрял<ения преобразователей типов 2С1-ПР и 2С2-ПР соответствуют аналогичным параметрам рассмотренных ранее схем типов 2Р1 и 2Р2 (см. рис. 4.15).

Регулировочные характеристики ku=f{y) схем ВД, ВВ и BP получены из (1.2) и приведены в табл. 4.9. На рис. 4.27 показаны регулировочные характеристики всех трех видов схем для кратности е = 2, построенные по формулам, приведенным в табл. 4.9, с учетом того, что согласно (4.65) и табл. 4.8

тр = 8 - 1 для схем ВД;

k-p = 1/(8-1) для схем ВВ; (4.66)

тр = (е - 1)/(8 + 1) для схем BP. .

Максимальное значение тока транзистора зависит от коэффициента ргр, определяемого по (4.5), что показано в табл. 4.9. В крайних точках диапазона регулирования, т. е. при - = 0 и у = 1, этот коэффициент равен нулю и треугольные составляющие токов транзисторов, дросселя и конденсаторов также равны нулю.

Значение у, при котором максимален коэффициент Ргр, определенное путем решения уравнения drpldy=0, с учетом (4.66) составляет

Трм1 = (Ie- l)/(8- 1) для всех схем типа 2С1; Трм2 = l2e-\-V(е-1)2-Ы]/3 (8-1) для всех схем типа 2С2.

(4.67)

В этой точке диапазона регулирования токи транзисторов максимальны для схем типа 2С1, что показано на рис. 4.27,6 для схемы ВД при е=2. Аналогичный характер имеют зависимости J=f[y) и ДЛЯ схем ВВ и BP, причем значения тока в точке у=1 соответствуют значениям, приведенным в табл. 4.8 (или на рис. 4.26, а) для данного значения е. Анализ (4.67) показывает, что в ;йапазоне е=1-т-3у|зм1 и у рм2 изменяются незначительно и составляют 0,5-0,4.

В схемах типа 2С2 в связи с уменьшением токов транзисторов /т.м*о при уменьшении у ток /т.м* может быть максимален в точке -7=1 или в точке урм2 в зависимости от выбранного значения коэффициента р*. Если принять у зм2 =0,5, то с учетом (4.66) отношение коэффициента ku, соответствующего этой точке, к коэффициенту ku max в точке у = 1 ВО всех схемах типа 2С2:

kui0,5)/kumax = 2/(8 + 1). (4.68)

Поскольку ток транзистора в схемах типа 2С2 пропорционален коэффициенту ku, то с учетом (4.11) при значениях р*, больших

Р =2/(8-1), (4.69)

расчетным режимом, где максимальны токи транзисторов /т.м*, является режим у = 1, а при р*, меньших рт*,- режим у=0,5. Зависимость (4.69) показана на рис. 4.27, в.

Из рис. 4.27,6 следует, что токи транзисторов в схемах типа 2С2 меньше, чем в схемах типа 2С1, во всех режимах, кроме у=1. Это объясняется поддержанием неизменными напряжений на транзисторах схем типа 2С2 в процессе повышения входного напряжения стабилизированных преобразователей и уменьшения при этом потребляемого тока.

0,25 0,5 075

015 0,5 0J5 >

Рис. 4.27. Регулировочные характеристики (а) и изменение нагрузки транзисторов в процессе регулирования (б, в)

Расчетная мощность дросселя согласно (4.15) Plo = 4,2j,p для схем типа 2С1; Lo 2р 22;

(4.70)

поскольку в схемах типа 2С1 ток /io=/h, а в схемах типа 2С2 1ьо=ки1в- Подставляя в (4.70) значения Ргр и ku из табл. 4.9 и учитывая (4.66), получаем зависимости Р^о*=/(у), показанные на рис. 4.28, а для схем типа 2С1. Анализ этих зависимостей показывает, что во всех схемах максимальное значение Рю* одинаково:

и расположено в точке

7lmi = ypMi = (V е - 1 )/(8 - 1) для схем типа 2С1; Ylm2 = 1 - Vlmi = (е -1/ 8)/(8- 1) для схем типа 2С2.

(4.71) (4.72)

Таблица 4.9

Для сравнения на этом же рисунке показана аналогичная зависимость для схем ПР, построенная согласно табл. 4.2. Из рис. 4.28, а следует, что расчетная мощность дросселя в схемах ВД, ВВ и BP в 2,5-3,5 раза меньше, чем в схемах ПР, причем эта разница увеличивается при уменьшении е, что показано на рис. 4.28, б. Расчет дросселя в схемах типа 2С2 имеет ту особенность, что режимы максимальных значений напряжения и тока дросселя не совпадают; напряжение максимально в точке у1м^0,5, а ток - в точке 7=1. Если под расчетной мощностью дросселя понимать

ZC1

----ZCZ /

Рис. 4.28. Изменение нагрузки дросселя в процессе регулирования напряжения

произведение максимальных значений напряжения и тока, то в схемах типа 2С2 расчетная мощность дросселя Pi* должна быть увеличена на коэффициент

ипга 1 ==l±i . (4.73)

£/(0.5) ]/l--l/3p2 2 l/l + l/3p2

Поэтому на рис. 4.28,6 кривая PLo*m=f{&) для схем типа 2С2 расположена выше, чем для схем типа 2С1.

Первый сомножитель (4.73) получен из (4.68) и отражает кратность увеличения постоянной составляющей тока дросселя, а второй- отсутствие переменной составляющей тока в режиме 7=1. Габаритные размеры дросселя в схеме типа 2С2 увеличены по сравнению с габаритными размерами дросселя в схеме типа 2С1 несколько меньше, чем коэффициент kL, так как потери в сердечнике и катушке дросселя максимальны в разных режимах (7 = 0, 5 и 7 = 1 соответственно).

Токи конденсаторов (действующее значение), включенных на выходе схем типа 2С1 и входе схем типа 2С2 определяются, как и в схемах ПР, только треугольной (переменной) составляющей тока дросселя, т. е. согласно (4.14)

IcnU = /Сп2. = 1 /1/ Зр, китах . (4.74)

о

0,25 0,5 0 75 б)

Рис. 4.29. Изменение нагрузки конденсато- t 2 J £ ров и диодов в процессе регулирования на-

пряжения

В конденсаторах, включенных на входе схем типа 2С1 и выходе схем типа 2С2, действующие значения токов определяются в основном прямоугольными составляющими токов, амплитуды которых на интервалах времени уГ/2 и (1-у) 5/2 соответствуют разрядному /с раз и зарядному /с зар токам, указанным в табл. 4.9:

c(c )=Kcp.3V + /U(l-V).

Используя (4.3), (4.66) и значения /с раз и /с зар из табл. 4.9, получаем (в относительных единицах):

(4.75) (4.76)

/сп1.-(8-1)Ку(1-у)/8;

/С„2. = (8 - 1) V у (1 - i)lku 1В - У (е - 1)1.

Зависимости (4.75) и (4.76) показаны на рис. 4.29, а, б для 8= = 2. Максимальные значения токов конденсаторов 1сп\*1с^.ч* находятся при усм1 = 0,5 и усм2=8/(8-1-1) соответственно:

/спим = (е-1)/28; (4.77)

/Сн2*м = (8 - \)Пки F 8. (4.78)

Коэффициент kvmax В (4.76) и (4.78) определяется по (4.65), а для схемы В В он равен единице.