Максимальные относительные расчетные мощности входных конденсаторов с учетом (4.68) и (4.77)

Ясп)*м = IcnJJnIUnmin = I CnkumaJkuiO,5) = (е - 1)/(е + 1), (4.79)

выходных конденсаторов с учетом (4.78)

Рсн2.м = Icnku max = ~ V- (4-80)

Построенные по (4.77) - (4.80) зависимости расчетных токов и мощностей конденсаторов от кратности регулирования е показаны на рис. 4.29, в, где для сравнения нанесена аналогичная зависимость для схем ПР, взятая из рис. 4.4, в. Из анализа данных характеристик следует, что расчетные мощности конденсаторов су- щественно (в 2-4 раза) уменьшаются при переходе от схем ПР к схемам ВД, ВВ или BP только при кратностях регулирования 8< <2. Токи /сп1*м во всех схемах одинаковы, а токи /сн2*м имеют наименьшее значение в схемах ВД, так как в них максимален kumax, т.е. более высокое, чем в схемах ВВ и BP, напряжение на выходном конденсаторе по сравнению с входным минимальным напряжением преобразователя.

Токи диодов (средние значения) в схемах ВД равны току нагрузки /н (суммарному для двух диодов):

2/ . hUnmJPn = (4.81)

что соответствует току в схеме типа 1С2 (см. рис. 4.4,6). В схемах ВВ токи диодов максимальны в режиме у = 0 (при kumin), т.е. с учетом (4.65) и (4.66)

2/д. = Iku miJKp = (е - 1)/8, (4.82)

что соответствует току в схеме типа 1С1 (см. рис. 4.4, б).

В схемах BP токи диодов Дз (Д4) так же, как в схеме ВД, равны току нагрузки, а диодов Д1 (Д2) току /н {\-kumin), т.е. с учетом (4.65) и (4.66)

2 Д1(Д2)* = kplkumax = - \)12г\ 1 2/дз(д4),= 1/С/ гах = (8+1)/28. J

Зависимости (4.81) -(4.83) показаны на рис. 4.29, г.

Для варианта с х е м ы BP с д о п о л и и т е л ь н ы м ш у п-тирующим транзистором Гщ (см. рис. 4.24, ж) (либо при одновременном отпирании транзисторов Гз, Г4 и запирании Гь Г2) диапазон регулирования разбивается на два поддиапазона. В первом поддиапазоне происходит коммутация транзисторов Гз (открыт на интервале уГ/2) и Гщ [открыт на интервале (1-у) Г/21 при открытом в течение всего полупериода транзисторе Гь Преобразователь при этом работает как вольтодобавочный. Во втором поддиапазоне в том же полупериоде открытого состояния транзистора Г] происходит коммутация транзисторов Гщ (открыт на интервале уГ/2) и Г4 [открыт на интервале (1у)Г/2] и преобразователь работает как вольтовычитающий. В другом полупериоде,

Таблица 4.10

Параметр

Формулы для определения значений параметров схем

ВР-2С1

Поддиапазон

Поддиапазон

ВР-2С2

Поддиапазон Т.,

Поддиапазон Т,

и

1 -{- йтр

и

/.рас

l-k.

i + v

l-Tp(l-T)

1 + fejp

1+TP(1-T)

1 - fexP

Ргр

tpY(1 - Y) 2(l+TpY)

tpY(1 - Y) 2[l-ftTp(l-Y)]

TpY(l-Y)[l+feTp(l-Y)] 2(1

feTpY(l-Y)[l-Tp(l-Y)] 2(1-йтр)

.Cnl*> Ch2.

YcmI Ycm2

Cnl M Ch2 m

s- 1

Ky(i-y)

8-1 8+ 1

Ky(i-y)

82-1

28 -Y (8-1)

Ky (1-y)

8- 1

8+i-y(8-i)

Ky(i-y)

s- 1

8-1 2(8+1)

38+ 1

(sa- 1)1/28(8+ 1) 88?

8 + 3 K2 (8-l)

iVe-{-1

когда открыт транзистор Гг, роли транзисторов Гз и Г4 взаимно меняются.

Используя, как и ранее, условие (1.2), определяем значения напряжений Ulhuk и f/ipac и регулировочную характеристику ku = =f{y), что показано в табл. 4.10 и на рис. 4.27, а для первого (ГшО и второго (Гш2) поддиапазонов BP. Заметим, что кратность-регулирования во втором поддиапазоне больше кратности регулирования в первом поддиапазоне:

82 = 1/(1 - k,p) = {е + 1)/2; 8i = 1 -f хр = 28/(8 + 1). (4.84)

Поэтому расчет дросселя и конденсаторов должен проводиться в режиме второго поддиапазона.

В табл. 4.10 приведены значения коэффициента Ргр, полученные по (4.5). Анализ на максимум этих коэффициентов показывает, что, как и ранее, этот максимум находится в районе урм^0,5. Поэтому, подставляя в (4.70) значения ргр и ku при у=0,5, с учетом (4.66) для второго поддиапазона получаем

Plo.m= 1.05(8-l)/(8-f 3), (4.85)

что показано на рис. 4.28, б. Для схемы типа 2С2, как и ранее, расчетная мощность дросселя увеличена в ki раз, где ktkumax/kuio.s). Согласно табл. 4.10 значение kt в схемах с дополнительным транзистором Гш существенно меньше, чем без Тш

kL={s-\- 3)/4 ]/l-\-\/3?>l

При введении транзистора Гш расчетным режимом для транзисторов Ti (Г2) в схеме типа 2С2 практически всегда является режим у=0,5, так как коэффициент рт*, определяемый рассмотренным ранее [при выводе (4.69)] методом, имеет значительно большее значение:

р = 2(8 +1)/(8-1), (4.86)

что показано на рис. 4.27, в. Поэтому в схемах типа 2С2 отсутствует ощутимое уменьшение токов транзисторов по сравнению с токами в схемах типа 2С1. По аналогии с выводом (4.75) - (4.78) получены зависимости токов конденсаторов от у и их экстремальные точки (уем, /с*м), приведенные в табл. 4.10 и показанные на рис. 4.29, а, б штриховыми линиями. Из проведенного анализа следует, что введение транзистора Гш (или изменение алгоритма управления транзисторами Гз и Г4) позволяет примерно в 2 раза уменьшить габаритные размеры элементов фильтра (дросселя и конденсаторов).

4.5.3. ОСОБЫЕ СХЕМЫ

Преобразователи с дросселем переменного тока. На рис. 4.30, а, б показаны двухтактные схемы преобразователей ВВ, в которых функции автотрансформатора и дросселя совмещены в одном магнитном элементе.

г-аых (ВД)

О

О

\zzzzzz.

Рис. 4.30. Преобразователи вольтовычитающего типа с дросселем-автотрансформатором переменного тока

На интeJ)вaлe времени уГ/2 открыт транзистор Тх (в один полупериод) или Гг (в другой полуперяод), а на интервале времени (1-у) /2 открыт соответственно диод Д\ или /72. Транзистор Гз в схеме на рис. 4.30, а открыт только на интервале (1-у) Т12, а диод Дз в схеме на рис. 4.30,6 - только на интервале у 7/2. Вариант схе.мы на рис. 4.30, а работает при изменении у в диапазоне О-0,5, а на рис. 4.30, б - в диапазоне 0,5-1.

На рис. 4.30, б, г показаны диаграммы тока 1ъ и напряжения i, дросселя L, выходной ток 1вых, ток нагрузки /н и ток выходного конденсатора ich- Данные преобразователи работают либо в граничном режиме (5. = 1), показанном на рис. 4.30,2, либо для варианта па рис. 4.30, а в режиме прерывистых токов К|5.<1)5 В первом случае осуществляется регулирование выходного напряжения методом ЧИМ, а во ьтором - методом ШИМ при постоянной частоте коммутации транзисторов. Особенности этих методов рассмотрены в п. 4.4.3. Значения напряжений (/ьнак и (/ьрас и регулировочная характеристика преобразователя feu=f(Y) соответствуют значениям аналогичных параметров, приведенных для схем типа 1С1-АТ в табл. 4.4 и на рис. 4.6, а, что следует из принципа работы схем на рис. 4.30, а, б.

Максимальный ток транзисторов согласно (4.11) в режиме ЧИМ /т.мо =2,. а ток выходных конденсаторов /сн*= 1/]/=0,58.

Расчетная мощность дросселя (автотрансформатора)

Если, например, принять /%тр=1, У = 0,5, то получим 1ю1=1ю2=21в/}/~в^ Up=Un.

Следовательно, Pl* = 21Yq =0,815.

Согласно табл. 4.8 и (4.71) з обычных схемах с раздельным дросселем и автотрансформатором расчетная мощность при указанных йтр, y и р. = 1 составляет Pi.o.M=0,35 и Рат* = 0,5. Следовательно, объединение дросселя и автотранс-

Рис. 4.31. Преобразователи вольтодобавочного типа с дросселем - автотрансформатором переменного тока

форматора в схемах на рис. 4.30, а, б не приводит к увеличению расчетной мощности магнитных элементов, а упрощает устройство. Недостатком этих схем так же, как и схем на рис. 4.22, является неизбежность работы при Р <:1, т. е. с увеличенным максимальным током транзисторов, с переменной частотой при ЧИМ методе использования, и влияние сопротивления нагрузки на регулировочную характеристику.

На рис. 4.31, а, б показаны варианты выполнения схем данного типа па принципу схем ВД. Схема на рис. 4.31, а работает в диапазоне у=0-н0,5, а схема на рис. 4.31,6 в диапазоне y=0,5-1, что, как и в схемах на рис. 4.30, а, б, объясняется необходимостью размыкания цепи диодов Л1 и Дг на интервале време^ ни уТ/2 и размыкания цепи транзисторов Ti и Гз на интервале времени (I-y)7/2. Значения напряжения /ьнак и Ulv&c и регулировочные характеристики ku=f{y) схем на рис. 4.31 соответствуют значениям аналогичных параметров схемы типа 1С1-АТ, приведенным с табл. 4.4.

В схемах ВД максимальный ток транзисторов /т.м+=4- при y=0 5, так как. токовых (рис. 4.30, в, г) проходит в цепь нагрузки только на интервале (1-у)Т/2. Поэтому в данных схемах еще более увеличена расчетная мощность транзисторов по сравнению с мощностью транзисторов в схемах с раздельным дросселем-и автотрансформатором. Другие особенности, отмеченные ранее для схем на рис. 4.30, а, б, относятся и к схемам на рис. 4.31.

Преобразователи с обратной связью по току. При использовании перехода эмиттер-база силовых транзисторов в качестве диодов выпрямителя образуются двухтактные бездиодные схемы преобразователей прямого (рис. 4.32, а) [4.251 и вольтодобавочного (рис. 4.32, б) [4.26] исполнений с обратной связью по току.

в схеме на рис. 4.32, а выходное напряжение UR=kjpUa имеет полярность, обратную по отношению к входному, а в схеме на рис. 4.32,6 выходное напряжение UB={l + kip)Un имеет ту же полярность, что и входное напряжение. Обе схемы являются самовозбуждающимися по принщ1пу токовой обратной связи. Ток базы транзистора, являющийся одновременно током нагрузки преобразователя, проходит по следующему контуру: источник питания, переход эмиттер - база транзистора, вторичная обмотка трансформатора шз, нагрузка. Переходы эмиттер - база транзисторов выполняют роль диодов выходного выпрямителя. Переключение транзисторов происходит при магнитном насыщении сердечника

т

Рис. 4.32. Преобразователи с полной обратной связью по току

трансформатора, когда отношение токов в коллекторной и базовой цепях транзистора станет больше коэффициента усиления транзисторов kyc, т. е. когда

Следовательно, максимальный коэффициент kumax-UalUn, с одной стороны, ограничен значением Аус (рис. 4.32, а) или + 1 (рис. 4.32,6), а с другой стороны, допустимым запирающим напряжением перехода эмиттер - база, т. е. должно выполняться неравенство 2(/н<(/эБ.доп схеме на рис. 4.32, а и 2((/н-п)<(/эБ.доп в схеме на рис. 4.32,6.

В схеме на рис. 4.32, в [4.27] вторичная обмотка трансформатора Шг включена по мостовой схеме с помощью двух дополнительных диодов. Благодаря этому вдвое может быть повышено выходное напряжение при данном напряжении (/эБдоп 20% уменьшена расчетная мощность трансформатора.

Отсутствие базовых обмоток и ограничительных базовых резисторов упрощает схему и повышает КПД данных преобразователей, а благодаря токовой обратной связи обеспечивается сохранение КПД при изменении тока нагрузки в широком диапазоне. Вследствие отмеченных особенностей преобразователи данного вида эффективно используются при низковольтных источниках питания (0,2-5 В), чему способствует также устойчивое возбуждение колебаний благодаря токовой обратной связи. Подробный анализ многих схемных разновидностей данных преобразователей проведен в [4.28].

Преобразователи с переключением конденсаторов. При повышенных выходных напряжениях (несколько киловольт) вместо обычного выпрямителя целесообразно использовать кондексаторно-вентильные схемы умножения напряжения [4.29]. В этих схемах конструкция выходного трансформатора упрощена и искажения формы напряжения на его обмотках уменьшаются. Схемы с умноже-

Рис. 4.33. Преобразователи с диодно-конденсаторными выходными умножителями напряжения

5) о-

Рис. 4.34. Преобразователи с транзисторно-конденсаторными делителями напряжения на 2

нием выходного напряжения могут быть выполнены по типу вольтодобавочных (рис. 4.33, а) [4.30] или бестрансформаторных (4.33,6) [4.31].

На рис. 4.34 показаны схемы вольтовычитаюшего типа: делители на 2, выполненные полностью без магнитных элементов. В схеме на рис. 4.34, а [4.31]) в один полупериод открыт транзистор Ti и происходит заряд конденсатора С через диод Дх и нагрузку а в другой полупериод открыт транзистор Гг и происходит разряд конденсатора С на нагрузку Rb через диод Дг.

Схема на рис. 4.34,6 [4.32] состоит из двух схем, приведенных на рис. 4.34, а, включенных на общую нагрузку и работающих со сдвигом во времени на полпериода. Поэтому в один полупериод открыты Ti и Г4 и происходит заряд Ci и разряд Сг соответственно через Д\ и Д4, а в другой - Гг, Гз, Дг и Дз и происходит разряд С] и заряд Сг. Вследствие этого пульсации напряжения на нагрузке в схеме на рис. 4.34, б существенно меньше, чем в схеме на рис. 4.34, а.

Схема на рис. 4.34, в [4.33] так же, как и на рис. 4.34, б, является двухтактной, но содержит вдвое меньше транзисторов и диодов. В один полупериод при открытом Т\ через нагрузку /?н и диод Дг происходит заряд Сг, а через нагрузку Rb и диод Дг разряд Ci, в другой полупернод при открытом Гг - заряд С] и разряд Сг через нагрузку Рн.

Ток конденсатора в схеме на рис. 4.34, а равен току нагрузки, в схемах на рис. 4.34, б, в - половине тока нагрузки, а расчетная суммарная мощность конденсаторов во всех схемах на рис. 4.34 равна мощности нагрузки. Ток каждого транзистора в схемах на рис. 4.34, а, в равен току нагрузки, в схеме на рис.

4.34, б - половине тока нагрузки. Напряжение на закрытом транзисторе во всех схемах на рис. 4.34 равно половине входного напряжения преобразователя. Поэтому суммарная расчетная мощность транзисторов всех схем на рис. 4.34-одинакова. Потребляемый ток в схеме на рис. 4.34, а имеет форму прямоугольных импульсов со скважностью, равной 2, и амплитудой, равной амплитуде тока нагрузки, а в схемах на рис. 4.34, б, в потребляемый ток непрерывен и равеи половине тока нагрузки.

Глава пятая

ОДНОФАЗНЫЕ МНОГОКАСКАДНЫЕ ИНВЕРТОРЫ 5.1. НАЗНАЧЕНИЕ И КЛАССИФИКАЦИЯ

Рассмотренные в гл. 3 однокаскадные однофазные инверторы могут быть дополнены включением в их входную цепь преобразователя постоянного напряжения или в их выходную цепь-преобразователя частоты. Такое усложнение структуры инвертора выполняется в основном с целью:

сохранить неизменной форму выходного напряжения при стабилизации его значения;

Многокаскадные инверторы

с входным преобразователем постоянного напряжения ШПИ)

с выходным преобразователем частоты (ПЧ)

с обратимым входным ППН

С явновы-

раженным входным ППН

с выходным ПЧ 1-го вида

с выходным ПЧ 3-го вида

С однотакт-ным ПЧ

С двухтактным ПЧ

Рис. 5.1. Классификация многокаскадных инверторов 182

лучше использовать по напряжению транзисторы и уменьшить тем самым их количество и массу;

уменьшить массу силового трансформатора путем повышения €го рабочей частоты в несколько десятков или сотен раз по сравнению с выходной частотой инвертора.

Классификация многокаскадных (составных) инверторов дана на рис. 5.1. Инверторы различаются по виду использованного преобразователя постоянного напряжения (ППН) или преобразователя частоты (ПЧ). Кроме того, в некоторых вариантах часть элементов добавляемого преобразователя объединяется с элементами исходного инвертора и образуются структуры с неявновыраженным преобразователем постоянного напряжения или преобразователем частоты.

Анализ многокаскадных однофазных инверторов дан ниже.

5.2. ИНВЕРТОРЫ С ВХОДНЫМ НЕОБРАТИМЫМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ

Инверторы данного вида с явновыраженным входным преобразователем выполняются путем последовательного соединения ППН любого типа, рассмотренного в гл. 4, и инвертора любого типа, рассмотренного в гл. 3 (рис. 5.2, а). При этом конденсатор Спр является общим и выполняет роль выходного для ППН и входного для инвертора. Промежуточное напряжение Lnp выбирается исходя из располагаемой элементной базы инвертора. Известно, что наиболее совершенные параметры (сопротивление насыщения, минимальный коэффициент усиления, время переключения, площадь кристалла, максимальная температура и др.) могут быть получены в транзисторах с напряжением до 100-150 В. Транзисторы на

Рис. 5.2. Инверторы с входным явновыраженным необратимым преобразователем постоянного напряжения

более высокие допустимые напряжения имеют неизбежное ухудшение указанных параметров. Поэтому промежуточное напряжение Unp часто принимается на указанном уровне и при бестрансформаторном питании от сети с выпрямленным напряжением 300- 500 В ППН выполняется понижающим (1-го вида), а при питании от низковольтной сети постоянного тока (10-20 В)-повышающим (2-го вида).

При использовании трансформаторного варианта ППН выходной трансформатор в инверторе может быть исключен (рис. 5.2, б), что существенно уменьшает массу и габаритные размеры всего

Рис. 5.3. Инверторы с входным неявновыраженным необратимым преобразователем постоянного напряжения

устройства, поскольку трансформатор Тр работает на повышенной частоте (несколько десятков килогерц).

Для исключения постоянной составляющей в выходном напряжении инвертора выходной фильтр, формирующий синусоиду, в данной схеме должен иметь последовательный конденсатор Сз (см. подробнее в гл. 2).

Все расчетные соотношения, полученные в гл. 3 для элементов инвертора, остаются справедливыми для блока Инв схемы на рис. 5.2, а, причем при расчете базисного тока по (1.8) за минимальное входное напряжение принимается Unp.

Все расчетные соотношения, полученные в гл. 4, остаются справедливыми и для блока ППН схемы на рис. 5.2, а, причем расчетная мощность принимается равной активной составляющей мощности нагрузки инвертора, деленной на его КПД.

Ток конденсатора Спр равен геометрической сумме инверторной /синв и регуляторной /срег составляющих тока конденсатора, определяемых соответственно по формулам, приведенным в гл. 3 для входного конденсатора и в гл. 4 для выходного конденсатора.

На рис. 5.3 показаны схемы инверторов с понижающим одно-тактным входным ППН, в которых проходной транзистор ППН соединен непосредственно с цепью нагрузки, т. е. одновременно выполняет и функции ключа инвертора. Благодаря этому данный ин-