разбивке полупериода на равные интервалы i (см. рис. 2.11) для удобства выполнения системы управления транзисторами [8.4, 8.5].

В табл. 8.2 приведены относительные значения коэффициентов трансформации kp/ku (где =/н1 действ/f/n -коэффициент передачи по действующему напряжению первой гармоники), удовлетворяющие этому условию. С увеличением числа ячеек и интервалов i увеличивается число исключаемых близких к основной высщих гармоник и снижается коэффициент гармоник. Суммарная расчетная мощность трансформаторов от числа ячеек практически не за,-висит и равна выходной мощности инвертора, так как в рассмотренных инверторах в основном реализуется система +, О (за исключением формы на рис. 8А,д).

Если имеется возможность произвольного выбора коэффициента ku, например, при использовании инвертора в качестве выход-ного каскада многокаскадной системы преобразования, то основная ячейка (на транзисторах Тх-4) выполняется бестрансформа-

Таблица 8.2

торной, т. е. Tpi = l- При этом коэффициенты трансформации трансформаторов остальных ячеек принимаются равными отношению приведенного в табл. 8.2 значения klku для данного трансформатора к этому значению для трансформатора Тр\. Суммарная расчетная мощность оставшихся трансформаторов 2Ртр.доп* составляет 27-30 % мощности нагрузки для системы -(-, О и 21 % для системы -(-, О, - (табл. 8.2). Однако в последнем случае трансформатор Грз (рис. 8.4, г) дополнительно перемагничивается на частоте 9/вых, что вызывает дополнительные потери в сердечнике и необходимость увеличения его габаритных размеров.

Приведенные выше для схемы на рис. 8.3 соображения по расчету транзисторов, диодов и входного конденсатора остаются справедливыми и для схем на рис. 8.4. При этом следует учесть, что один из полумостов (Гз-Г4 в схеме на рис. 8.4, а, -Гв в схеме на рис. 8.4,2 и Гз-Ге в схеме на рис. 8.4, е) является общим для нескольких ячеек и поэтому токи транзисторов и диодов этого полумоста являются суммой токов ячеек. Действующие значения токов транзисторов рассчитываются по методам, используемым в гл. 3, но с учетом многократной за полупериод коммутации этих элементов в соответствии с диаграммой напряжений ячеек (штриховка на рис. 8.4, б, в, (5, ж).

8.2.3. СУММИРОВАНИЕ ПЕРИОДИЧЕСКИХ НАПРЯЖЕНИЙ ОСНОВНОЙ и КРАТНОЙ ЕЙ ЧАСТОТ

Если из основного прямоугольного напряжения выходной частоты вычитать прямоугольные напряжения с частотой нечетных гармоник и амплитудой, в п раз меньшей амплитуды основного напряжения, где п - номер гармоники [8.6], то указанные гармоники и кратные им исключаются из выходного напряжения инвертора и его коэффициент гармоник снижается (рис. 8.5).

Рассматриваемый метод суммирования реализуется в схеме с последовательным соединением выходов простейших ячеек (рис. 8.2,а). С учетом исключения кратных гармоник вводить ячейку для исключения гармоник с номером, равным квадрату номера любой из предыдущей ячеек, не требуется, а напряжение ячейки для исключения гармоник с номером, равным произведению номеров гармоник предыдущих ячеек (например, 15-й), следует не вычитать, а суммировать, поскольку указанная гармоника исключена дважды (в ячейках 3-й и 5-й гармоник). На рис. 8.5,6 показана зависимость коэффициента гармоник выходного напряжения от числа ячеек (кривая /) Л^я- Штриховыми линиями показан нерациональный случай, когда 15-я гармоника вычитается, а не суммируется.

Данный метод формирования синусоидального напряжения неэкономичен, так как требует большого числа ячеек для получения малых значений /гг и, кроме того, получаемая форма выходного напряжения имеет выбросы и провалы (рис. 8.5, а), т.е. подчеркнуты гармоники высоких порядков, что затрудняет фильтрацию. Практически используется лишь вариант с двумя ячейками для исключения третьей и кратных ей гармоник.

20 W 0

Рис. 8.5. Суммирование периодических прямоугольных напряжений с частотами гармоник

Формирование синусоидального напряжения может быть выполнено также путем суммирования основного прямоугольного напряжения выходной частоты с дополнительным напряжением с частотой, в четное число раз большее, чем выходная [8.7]. При этом выход дополнительной ячейки включается в цепь питания основной ячейки (рис. 8.6). Четность соотношения частот обусловливает повторение формы модуляции питающего основную ячейку напряжения в каждом полупериоде выходной частоты, т. е. одинаковую форму положительных и отрицательных импульсов выходного напряжения.

Если одновременно осуществляется суммирование напряжений основной частоты и напряжений кратных четных и нечетных частот, то используется дополнительная инверторная ячейка ЯЯдоп, выход которой включен последовательно с нагрузкой (см. штриховые линии на рис. 8.6).

Варианты получения ступенчатого, аппроксимирующего синусоиду напряжения путем суммирования прямоугольных периодических напряжений разных частот показаны на рис. 8.7 (амплитуды напряжений указаны в долях амплитуды функции построения Уд), Спектральный состав получаемого напряжения, относительные коэффициенты трансформации и расчетные мощности выходных тран-сс)орматоров ячеек приведены в табл. 8.3.

Сюда же можно отнести также схемы с суммированием напряжения тройной частоты и основного импульса напряжения длительностью 120 эл. град [8.8] (рис. 8.8,а).

На интервале углов О-я/6 и 5я/6-л; (рис. 8.8, б) все транзисторы основной ячейки [Ti-Г4) закрыты, а открыт ключ перемен-

,------------

laonl

-H-l I

i- J I

---J

Рис. 8.6. Инвертор с суммированием периодических напряжений основной частоты и частоты в четное число раз больше основной

ного тока (транзисторы Гд, Гю). Поэтому напряжение тройной частоты /доп2, снимаемое с обмотки Шз трансформатора Грг, приложено к выходному трансформатору Tpi (к нагрузке). На интервале углов я/6-5jt/6 транзисторы Гд и Гю закрыты, а транзисторы Ti и

Таблица 8.3

оси

Рис. 8.7. Суммирование периодических напряжений основной частоты и частоты, в 2, 3, 4 и 6 раз большей основной

Г4 открыты. Поэтому К трансформатору Tpi приложена разность входного напряжения инвертора и напряжения Uxoni на обмотке W2 трансформатора Тр2, которое по амплитуде вдвое меньше напряжения /доп2. Для получения оптимального спектра выходного напряжения, в котором присутствуют высшие гармоники лишь с номером 12/(±1, где К = 1, 2, 3 должны быть приняты следующие коэффициенты трансформации трансформатора Тр2:

ауд/шл = 0,155; uyg/oyj = 0,31.

Трг

5л/6 Л

Рис. 8.8. Инвертор с суммированием напряжения основной частоты шириной 120 эл. град и дополнительного напряжения тройной частоты

Относительная расчетная мощность трансформатора Тр2 в данной схеме зависит от коэффициента мощности нагрузки и согласно исследованиям, проведенным в [8.9], изменяется от 0,07 до 0,25 при изменении cos фн от 1 до 0.

8.2.4. СУММИРОВАНИЕ РАЗНЫХ ПО ДЛИТЕЛЬНОСТИ И ЧАСТОТЕ НАПРЯЖЕНИЙ

Комбинация двух методов суммирования, рассмотренных в пп. 8.2.2 и 8.2.3, для формирования трехступенчатого напряжения с коэффициентом гармоник г=15,1 % (присутствуют только гармоники с номером 12/С+1, где /С=1, 2, 3 ...) показана на рис. 8.9. К суммарному напряжению основной (f/осн) и дополнительной (7доп) ячеек, не содержащему 5-й и 7-й гармоник, добавлено напряжение тройной частоты Us. Напряжение дополнительной ячейки показано щтриховкой. Для реализации данного вида суммирования используется в основном схема на рис. 8.4, г, но при этом трансформатор основной ячейки Tpi включается в диагональ моста транзисторов Гб-Ts, трансформатор дополнительной ячейки Тр2- в диагональ моста Tj-Гю, а трансформатор ячейки тройной частоты - в диагональ моста Ti-Г4.

Относительные значения коэффициентов трансформации и расчетных мощностей трансформаторов, полученных так же, как и ранее, приведены в табл. 8.4.

Минимальную суммарную мощность трансформаторов ЕРтр* имеет инвертор с формой выходного напряжения на рис. 8.9, е-з, а минимальную мощность дополнительных трансформаторов 2Ртр.доп*, что существенно при выполнении основной ячейки бестрансформаторной,- инвертор с формой выходного напряжения на рис. 8.9, ж.

Рассматриваемый метод суммирования напряжений эффективно используется в трехфазных инверторах, где напряжение тройной частоты и^ образуется без введения дополнительных ячеек простым

оси

м

С/доп

0,837

1,225 1

0,446

0,613

0,725

0,259

0,2¥2

0,1J

0,966

0. 707

Г

0,635

0,75

0,866

0,366

0,134

и

и

0.Z5

к

0,866

Рис. 8.9. Суммирование двухступенчатого напряжения основной частоты и прямоугольного напряжения тройной частоты

суммированием напряжения трех фаз и введением его в нулевую цепь нагрузки. Подробно трехфазные инверторы рассмотрены в гл. 9.

Формирование напряжения по методу, показанному на рис. 8.9,3, может быть выполнено в схеме на рис. 8.8, а. При этом в выходной диагонали основной ячейки на транзисторах Тх-Т^ формируются импульсы напряжения [/осн основной частоты длительностью 90 эл. град. В выходной диагонали дополнительной ячейки

Таблица 8.4

на транзисторах Ть-Та формируется напряжение Uz тройной частоты с нулевой паузой в четверть периода (см. рис. 8.9, з). Коэффициенты трансформации трансформатора Тр2 принимаются равными аУз/м; 1 = 0,578 и W2lwx = 0JZ2.

8.2.5. СУММИРОВАНИЕ НАПРЯЖЕНИЙ, ВОСПРОИЗВОДЯЩИХ ФУНКЦИИ УОЛША

Напряжения, имеющие форму в соотвэтствии с функциями Уолша Wall, Wal7, Walll, WalI3, Wall9, Wal21, Wal23, при суммировании образуют восьми-ступенчатую форму выходного напряжения (рис. 8.10, а) [8.10], содержащую

WqLZI

=hF=

0,0254

a0725

Рис. 8.10. Суммирование напряжений, воспроизводящих функции Уолша

только гармоники с номером 32/С±1 и имеющую коэффициент гармоник Лг=* = 5,8 %. Как видно из рис. 8.10, а, напряжения, воспроизводящие функции Уол-ша, являются периодическими напряжениями частоты, кратной двум, реверсируемыми на 180 эл. град каждую /а, Д или Vs часть периода выходной частоты. Поэтому для реализации таких напряжений могут быть использованы простейшие двухтактные ячейки (см. рис. 8.2, а), а блок управления обеспечивает ука- ванный реверс напряжения, оставляя открытым транзистор еще на один полупериод либо закрывая его в середине полупериода несущей частоты ячейки. При расчете индукции в сердечнике трансформатора ячейки учитывается указанный сдвоенный полупериод. Если число ячеек сократить, то увеличится коэффициент гармоник, что показано на рис. 8.5, б (кривая 2).

При двух ячейках форма выходного напряжения соответствует форме на рис. 8.7, б. т. е. содержит высшие гармоники только с номером 8К±1. Когда

Рис. 8.11. Инвертор, реализующий способ суммирования напряжений на рис. 8.10,6

число ячеек Na = S~6, в выходном напряжении инвертора присутствуют все высшие гармоники, но каждая из них не превышает 7 %.

Улучшить спектральный состав и увеличить число ступеней выходного напряжения можно, как показано в [8.11], путем модуляции амплитуды ячеек суммарным выпрямленным напряжением предыдущих ячеек. Схема инвертора, реализующего данный способ формирования выходного напряжения, показана на рис. 8.11. Цепь питания третьей ячейки подключена к выходу выпрямителя В\, на вход которого подается разность выходных напряжений первой и второй ячеек (см. штриховые линии на рис. 8.10, б для Ui), а цепь питания четвертой ячейки подключена к выходу выпрямителя Вг, на вход которого подается разность выходных напряжений первой ячейки и сумма второй и третьей ячеек (см. штрих-пунктирные линии на рис. 8.10, б). Благодаря подобной дополнительной модуляции при данном числе ячеек увеличивается число ступеней выходного напряжения, снижаются коэффициент гармоник и амплитуды высших гармоник. Как показано на рис. 8.10, б, уже при четырех ячейках формируется восьмиступенчатое напряжение того же качества, что и при семи ячейках в предыдущем случае. При трех ячейках, хотя число ступеней выходного напряжения не увеличивается,