коэффициент гармоник уменьшается с 11,5 до 9 %, а значения 3, 5, 11 и 13-й гармоник уменьшаются в 5-10 раз и не превышают 1 %.

Зависимость коэффициента гармоник от числа ячеек для данного метода показана на рис. 8.5, б (кривая 5).

8.2.6. ВАРИАНТЫ ВЫПОЛНЕНИЯ СИЛОВОГО КОНТУРА СУММИРОВАНИЯ

Помимо рассмотренных в данном параграфе инверторов с суммированием выходных напряжений путем последовательного соединения вторичных обмоток их выходных трансформаторов может быть осуществлено суммирование магнитных потоков путем охвата сердечников трансформаторов всех ячеек общей вторичной обмоткой (рис. 8.12, а) [8.12]. Для уменьшения потоков рассеяния обмоток суммирующий магнитный блок целесообразно выполнить в виде набранных в столб замкнутых магнитных сердечников, на каждом из которых расположена первичная обмотка данной ячейки, а в оставшемся окне расположены витки общей вторичной обмотки. Могут использоваться как тороидальные, так и Ш-образ-ные разъемные сердечники (рис. 8.12, б). Напряжение на нагрузке в таком устройстве

Г d0i

и

\ 1-1

....+

+ ...+

in I

Щ = и л (*тр1 + Атр2 + + Атрп).

т. е. так же, как в схемах с электрическим суммированием, пропорционально алгебраической сумме коэффициентов трансформации трансформаторов ячеек, которые выбираются на основании ранее сделанных замечаний (см. табл. 8.2-8.4) за счет витков первичной обмотки. Для обеспечения лучшего использования сердечников их проектируют с одинаковой индукцией, но с разным сечением вследствие разного числа витков wi.

Чтобы использовать для всех ячеек сердечники одинакового сечения и (или) исключить трудоемкий процесс выполнения многовитковой вторичной обмотк

W2

6 6

в в а

Юг Wj~z Щ-3

Wi-i Wi-z т^г ix.j

Рис. 8.12. Магнитное суммирова- ние выходов ячеек инвертора

(при высоком Un), может быть использован суммирующий трансформаторный блок с короткозамкнутой обмоткой (рис, 8.12, в, г). В этом случае вторичная обмотка Wz наматывается так же, как и первичные, на отдельный сердечник и все обмотки охватываются короткозамкнутой обмоткой сУк-з, в качестве которой может быть использовано, например, несколько равномерно распределенных по окружности короткозамкнутых витков большого сечения (рис. 8.12, г) или два пустотелых цилиндра, расположенных снаружи и внутри набора и замкнутых между собой по обоим торцам [8.13]. Данная конструкция достаточно технологична, но габаритные размеры блока увеличены, так как энергия трансформируется дважды: на короткозамкнутую обмотку и с короткозамкнутой обмотки в нагрузку.

Суммирование выходных напряжений ячеек с помощью автотрансформаторов в цепи первичной обмотки выходного трансформатора основной ячейки (по типу схемы на рис. 7.12, б) целесообразно только при многоканальном выходе, когда несколько вторичных обмоток могут быть расположены только на одном выходном трансформаторе.

-Я

ч 6 н

Рис. 8.13. Инвертор щей ячейки

питанием маломощной ячейки с трансформатора предыду-

Если<разработчику предостав.шна свобода выбора уровня входного напряжения инвертора, например, в многокаскадных схемах, то основная ячейка вы-по.тняется с бестрансформаторным выходом, а коэффициенты трансформации остальных ячеек выбираются, как указано ранее.

Для уменьшения количества трансформаторов цепь питания маломощных (последних) ячеек может быть подключена к выходу выпрямителя, питаемого от дополнительной обмотки трансформатора предыдущей ячейки (рис. 8.13) [8.14]. Расчетная мощность трансформатора Тр второй ячейки превышает суммарную мощность нагрузки второй и третьей ячеек вследствие потерь в выпрямителе и ключах третьей ячейки. Этот же принцип использован в схеме на рис. 8.11.

В тех случаях, когда имеется возможность разделения источника питания на несколько независимых изолированных друг от друга секций, все ячейки могут быть выполнены с бестрансформаторным выходом, а каждая из них по цепи питания соединяется с соответствующей секцией источника. Напряжения на выходе секций (/ист л выбираются на основании ранее рассмотренных коэффициентов трансформации:

+ 9 и

if k=4

Рис. 8.14. Инверторы с питанием от нескольких отдельных секций источника

Для построения инвертора по системе + , О,- используются мостовые ячейки (рис. 8.14, а), выходы которых соединены последовательно, а для инверторов, работающих по системе + , О , - схемы с шунтирующим ключом (рис. 8.14,6) или с совмещенными полумостами (рис. 8.14, в) [8.15]. Бестрансформаторный вариант включения выхода одной ячейки в цепь питания другой показан на риа 8.14, г.

В схеме на рис. 8.14, б в общем случае для обеспечения работы на активно-индуктивную нагрузку с любым cos фн ключи Ki, Клг, Клп должны быть ключами переменного тока, открываемыми после запирания транзисторов Гь Tz,

Tn данной ячейки, исключаемой при этом из контура суммирования. В частном случае при активной нагрузке или при высоких значениях cos фн в отдельных ячейках в качестве ключа Кл используется диод, включенный согласно с напряжением источников. Только в этом случае данная схема будет иметь преимущество по числу силовых элементов и КПД по сравнению со схемой на рис. 8.14, в.

в тех случаях, когда отдельные секции источника питания образованы выпрямителями, между их выводами необходимо включение конденсатора Сь Сг, ...

Сп, принимающего энергию при несовпадении полярности напряжения и тока на входе данной ячейки, а также уменьшающего пульсацию тока, отдаваемого данной секцией источника. Ток конденсатора определяется по методике, изложенной в гл. 3 (см. табл. 3.1 и 3.2), а пределы интегрирования определяются из временной диаграммы коммутации транзисторов, подключенных к данной секции источника. По всем силовым транзисторам и диодам бестрансформаторных схем протекает непосредственно ток нагрузки, а длительность и интервалы его протекания определяются также временными диаграммами. Для расчета действующих и средних значений токов силовых элементов также следует использовать методику, рассмотренную в гл. 3 (см. табл. 3.1 и 3.2),

8.3. ИНВЕРТОРЫ С ПРОМЕЖУТОЧНЫМ ЗВЕНОМ ПОВЫШЕННОЙ ЧАСТОТЫ

8.3.1. ИНВЕРТОРЫ с полным ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ НА ПОВЫШЕННОЙ ЧАСТОТЕ

Если в схемах, рассмотренных в § 8,2, в каждой ячейке осуществить коммутацию транзисторов на повышенной промежуточной частоте, кратной выходной частоте, а на выходе инвертора включить понижающий преобразователь частоты (демодулятор), то форма выходного напряжения инвертора останется без изменения, а благодаря перемагничиванию сердечника трансформаторов на повышенной частоте уменьшаются масса и габаритные размеры трансформаторов и повышается КПД [8,16]. На рис, 8.15 показан пример такого построения инвертора на основе схемы с суммированием одинаковых взаимно сдвигаемых по фазе напряжений (см, рис, 8,2,а). Коэффициенты трансформации трансформаторов, углы сдвига фаз и другие параметры остаются без изменений, и их значения соответствуют значениям, приведенным в табл. 8.1, а в моменты изменения полярности напряжений Ui, 2, Un (см. рис. 8.2, в) происходит изменение на 180° фазы напряжения промежуточной частоты, т. е. формирование сдвоенного полупериода. Полученное суммарное напряжение t/s с помощью ключей Клх-/(4 демодулятора выпрямляется синхронно с промежуточной частотой и на нагрузке формируется напряжение выходной частоты U. Промежуточная частота должна быть кратна выходной, т. е.

и = 6/С/вых, (8.5)

где К - любое целое число, и ограничена сверху-только частотными свойствами полупроводниковых приборов. Если осуществить сдвиг фаз между импульсами управления ключами Кл1-Кл2 и относительно импульсов управления ключами Клз-Кл4 в течение полупериода промежуточной частоты, то выходное напряжение Uu будет иметь нулевые паузы, длительности которых пропорциональны углу сдвига фаз, т. е. будет осуществлено широтно-импульсное регулирование напряжения по методу, изложенному в п. 2,2,3 (см, рис, 2,15).

Аналогично может быть выполнен инвертор, в котором суммируются напряжения разной длительности (см. рис. 8.4). Переход суммируемых напряжений через нуль при выполнении инвертора со звеном повышенной частоты в данном случае осушествляется поворотом фазы на 180 эл. град напряжения промежуточной частоты.

Выходной демодулятор может быть выполнен и по нулевой схеме на двух ключах. При этом каждый трансформатор должен иметь две вторичные обмотки или обмотки трансформаторов должны быть соединены по принципу вторичная обмотка предыдущей

/ Т

-ЬсЙ----

Рис. 8.15. Инвертор с полным промежуточным преобразованием нэ повышенной частоте

ячейки включена в цепь первичной обмотки последующей, а вторичная обмотка последней ячейки подключена ко входу демодулятора .

Мостовой или нулевой демодулятор может быть включен на выходе каждой ячейки [8.17]. В таком инверторе при отключении какой-либо ячейки ток нагрузки протекает через соответствующие ключи демодулятора транзитом, а трансформатор либо полностью обесточен (при мостовом демодуляторе), либо обтекается, только его вторичная обмотка (при нулевом демодуляторе). Данный вариант может оказаться целесообразным при высоковольтном выходе инвертора, когда исключаемые в трансформаторном блоке потери перекрывают вводимые потери в ключах демодуляторов и можно использовать осносительно низковольтные транзисторы в этих ключах. Кроме того, в данном инверторе можно осуществить частичную широтно-импульсную модуляцию выходного напряжения на глубину только одной ступени, изменяя сдвиг фаз между напряжениями управления ключами демодулятора только одной ячейки.

Для уменьшения потерь мощности в ключах демодуляторов при

сохранении эффекта отключения трансформатора неработающей на данном отрезке времени ячейки могут быть использованы схемы так называемого суммирующего демодулятора. Эти схемы соответствуют схемам на рис. 7.14 и 7.15 для суммирующих выпрямителей при замене диодов в последних на управляемые ключи. При использовании суммирующего демодулятора, выполненного по типу схемы на рис. 7.15, уменьшаются потери в ключах демодулятора и общее количество ключей.

8.3.2. ИНВЕРТОРЫ с ЧАСТИЧНЫМ ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ НА ПОВЫШЕННОЙ ЧАСТОТЕ

Если имеется возможность произвольного выбора входного напряжения, то основная ячейка, пропускающая наибольшую мощность, выполняется бестрансформаторной, а через демодулятор к нагрузке подключаются только остальные ячейки, достраивающие прямоугольное напряжение основной ячейки до синусоиды (рис. 8.16) [8.5].

На выходе основной ячейки на транзисторах Ti-Г4 (рис. 8.16, а) формируется прямоугольное напряжение (Уосн с одной нулевой паузой (рис. 8.16,6), а на выходе дополнительной ячейки на транзисторах Т5-формируется напряжение повышенной частоты б'доп, имеющее как нулевые паузы, так и перевороты фазы.

После демодуляции с помощью ключей /(л /Слг напряжение доп суммируется с напряжением Uqch и на нагрузке формируется четырехступенчатое напряжение и„. Нулевая пауза в напряжении доп формируется путем одновременного отпирания ключей Клх и Кл2 и запирания всех транзисторов Тз-Ts. Габаритные размеры трансформатора Тр в данном инверторе уменьшены не только за счет повышения его частоты, но и за счет уменьшения амплитуды его выходного напряжения.

При выполнении инвертора по схеме, показанной на рис. 8.16, в, уменьшается число падений напряжения на диодах и транзисторах в цепи тока нагрузки, т. е. повышается КПД. Транзисторы Т5-Тц управляются так, чтобы напряжение Uon имело вид, показанный на рис. 8.16,6; транзисторы Ti и Т2 открыты поочередно в течение всего полупериода выходной частоты, а алгоритм коммутации ключей Кл1-Кл показан на рис. 8.16,6 для полупериода, когда открыт транзистор Ti.

Если в качестве каждого ключа Клх-Кл использовать транзистор, шунтированный диодом [8.18], то КПД еще больше повышается и соответствует КПД обычной мостовой транзисторной схемы. Однако в данном инверторе исключается возможность суммирования напряжений Loch и Uon, т. е. выходное напряжение и имеет только три ступени (без верхней ступени, показанной на рис. 8.16,6 в середине полупериода). Алгоритм коммутации транзисторов остается тем же, что и в предыдущем варианте (рис. 8.16,6), но в середине полупериода постоянно открыты ключи Кл2, Кл4{КлиКлз),

ДСП

ДОП

2i; ж

КПз I еш

КЛ4 in П Г7771 П П I

I uzzzzzzz2zzzz1

-ezlt

Рис. 8.16. Инверторы с частичным промежуточным преобразованием на повышенной частоте

На рис. 8.16, г показан вариант с уменьшенным числом транзисторов [8.19], в котором транзисторы Ti-Т4 выполняют одновременно роль ключей основной ячейки и демодулятора. Алгоритм коммутации транзисторов и формируемые напряжения показаны на рис. 8.16, <3. Недостатком данного варианта является увеличение расчетной мощности трансформатора и малое число ступеней выходного напряжения.

Возможно также построение инверторов с частичным промежуточным преобразованием на повышенной частоте и использованием комбинаций рассмотренных вариантов, например, путем выполнения достроечного инвертора повышенной частоты также многоячейковым [8.5].

8.3.3. ИНВЕРТОРЫ С СУММИРОВАНИЕМ ДВУХ НАПРЯЖЕНИИ ПОВЫШЕННОЙ, но РАЗНОЙ ЧАСТОТЫ (С ВЫДЕЛЕНИЕМ НАПРЯЖЕНИЯ БИЕНИЙ )

Если выходные напряжения двух одинаковых по мощности инверторных ячеек, работающих на повышенной частоте (причем частота одного из них fi несколько больше частоты другого /2), просуммировать и через демодулятор подать в нагрузку (см. рис. 8.15, а), то напряжение на нагрузке будет модулировано по амплитуде с частотой (/i-/2)/2.

На рис. 8.17, а показан пример такого суммирования в том случае, когда выходные напряжения ячеек имеют прямоугольную форму с нулевой паузой длительностью 2а [8.20]. Напряжение на нагрузке Ub, снимаемое с выхода демодулятора, имеет высокочастотную составляющую с частотой (/14-/2)/2, после фильтрации которой выделяется напряжение /7н.ф трапецеидальной формы с частотой /вых= (/i-/2)72. Коэффициент гармоник Кг этого напряжения зависит от угла а, что показано на рис. 8.17,6, и его минимум равен 4,4% при а = 27°. В процессе изменения а регулируется значение выходного напряжения, что показано также на рис. 8.17,6 в виде отношения амплитуды первой гармоники напряжения Uш к амплитуде напряжений U\ и U2.

Если фильтры включить на выходе каждой инверторной ячейки, т. е. перед демодулятором, то форма выходного напряжения будет синусоидальной с часто-

а

Гбых/2

я/20 2к/203ж/20 9з^0ос

Рис. 8.17. Диаграммы напряжений и характеристики инвертора с выделением напряжения биений

той if I-/2)/2 с заполнением полусиносоидальными импульсами с частотой {fi- /2)/2 (рис. 8.18,с). Такие инверторы подробно рассмотрены в [8.21], где показано, что регулирование значения выходного напряжения осуществляется изменением разности частот fi-/2, а в моменты времени, соответствующие середине полупериода выходной частоты, производят реверс фазы напряжений одной из ячеек. При этом форма огибающей выходного напряжения изменяется незначительно, стремясь при глубоком регулировании к треугольной (рис. 8.18,6). Ис-

Рис. 8.18. Формирование и регулирование выходного напряжения в инверторе с выделением напряжения биений

кажения формы огибающей могут быть скомпенсированы путем модуляции по определенному закону частоты /1 или f2 в пределах каждой четверти периода выходной частоты.

8.4. ИНВЕРТОРЫ С ДЕЛЕНИЕМ ВХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ

8.4.1. ИНВЕРТОРЫ С АВТОТРАНСФОРМАТОРНЫМИ ДЕЛИТЕЛЯМИ НАПРЯЖЕНИЯ

В инверторах данного класса коммутация силовых ключей может производиться с периодом, равным длительности ступени формируемого выходного напряжения, или с периодом, в несколько раз меньшим длительности указанной ступени. Могут использоваться также инверторы с комбинацией делителей напряжения данных групп.

На рис. 8.19, а показана простейшая схема с автотрансформатором АТ, включенным в диагональ моста транзисторов Ti-Т4. При расположении отвода смещенным относительно середины обмотки формируется двухступенчатое напряжение Uh (рис. 8.19,6) путем коммутации транзисторов по алгоритму, показанному внизу рис. 8.19,6. Значение коэффициента трансформации kTp = wif {wi + 4-2), обеспечивающего в выходном напряжении минимальное со-дерлоние высших гармоник, близких к основной, приведено в табл. 8.5. Там же указано относительное среднее за полупериод выходного напряжения значение напряжения на обмотке автотрансформатора и&т (рис. 8.19, б), по которому определяется общее число витков об-

Таблица 8.5