- at - т, - ъ -/it- тг Ъ--/\т, т, ъ -al т.

Т7 т,

<4э

t

.....................>

Рис. 8.19. Инверторы с простейшими автотрансформаторными делителями *,zzibfzzzPkzz входного напряжения , £j

U /2

мотки Wi-\-W2, и относительное значение расчетной мощности автотрансформатора

ат* = Щ + /2 ат.ср/25н = тР (1 - тр) Тэкв п/н1действ. (8-6)

где 7экв - эквивалентный коэффициент заполнения импульсов напряжения на автотрансформаторе, т. е. отношение длительности импульсов одной полярности напряжения б^ат к полупериоду выходного напряжения (в рассматриваемой схеме 7экв = 0,5); 6н1действ - действующее значение первой гармоники выходного напряжения; /1 и /2- токи участков обмоток Wi и W2 соответственно, причем

2 - ТР >

Если ввести дополнительный полумост на транзисторах Т5, Ге (рис. 8.19, в), то вывод от средней точки источника питания не потребуется, а выходное напряжение будет иметь трехступенчатую форму (рис. 8.19, г). Показатели качества выходного напряжения и параметры автотрансформатора рассматриваемого инвертора приведены в табл. 8.5. По сравнению с мощностью инвертора на рис. 8,19,0: расчетная мощность автотрансформатора уменьшена более чем в 3 раза в основном благодаря тому, что с автотрансформатора снята функция получения среднего потенциала источника питания.

Еще лучший спектральный состав имеет выход1юе напряжение в инверторе на рис. 8.19,, где использованы две мостовые схемы с автотрансформаторами, имеющими разный коэффициент деления, например тр1=0,35 и тр2==0,15 [8.22]. Выходное напрял<еиие имеет шесть ступеней (рис. 8.19, е) и при неравной длительности ступеней (формируемых, например, путем слежения за эталонным напрял^ением [2.10]) исключены десять высших гармоник, близких к основной. Алгоритм коммутации транзисторов и форма напряжения на обмотках автотрансформаторов показаны на рис. 8.19, е, а расчетные соотношения приведены в табл. 8.5.

Значения относительной расчетной мощности получены по (8.6) из условия, что потери мощности в сердечнике значительно меньше потерь в обмотке благодаря выбору соответствующего материала сердечника. В этом случае дополнительные перемагничивания сердечника на частоте 4/вых в схеме на рис. 8.19, а, на частоте 6[вых в схеме на рис. 8.19, в и на частоте (10-11)[вы.х в схеме на рис, 8.19, незначительно отразятся на общих потерях мощности и нагреве автотрансформатора. При необходимости влияние подобных перемагничиваний может быть учтено с помощью (1.51).

По транзисторам и шунтирующим их диодам каждого моста протекают токи /1 и /2 в течение всего полупериода со сдвигом по фазе в зависимости от коэффициента мощности нагрузки. В соответствии с (8.7) суммарный максимальный ток транзисторов каждого моста равен удвоенному максимальному значению тока нагрузки. Поэтому относительный суммарный максимальный ток 2:/т.м* = 8,2; 8,16 и 8,0 соответственно для схем на рис. 8Л9,а,в,д.

Расчет действующих и средних значений токов транзисторов и диодов производится по методике, приведенной в гл. 3.

Для уменьщения габаритных размеров и массы автотрансформаторы могут быть переведены на работу с повыщенной частотой. Для этого отвод их обмотки выполняется посередине, а транзисторы моста, в диагональ которого включен автотрансформатор, переключаются на частоте, в несколько десятков или сотен раз большей выходной частоты инвертора. Во время попеременного отпирания диагонально расположенных транзисторов моста потенциал на выходе делителя равен среднему потенциалу источника питания, а при одновременном отпирании транзисторов моста, подключенных к одному из входных выводов инвертора, потенциал на-выходе делителя напряжения равен потенциалу этого вывода. Поэтому в схеме на рис. 8.19, а при этом формируется одноступенчатое напряжение с паузой на нулевом уровне 60 эл. град (см. рис. 3.4, w), а в схеме на рис. 8.19,в - двухступенчатое напряжение (см. рис. 8.19,6). Спектральный состав выходного напряжения и параметры автотрансформаторов для этих случаев приведены в табл. 8.5.

Многоячейковые автотрансформаторные делители напряжения могут быть выполнены на основе регулируемых многотактных полумостовых преобразователей постоянного напряжения, рассмотренных в § 7.3 [8.23], если их выполнить обратимыми, т. е. каждый транзистор зашунтировать возвратным диодом, а каждый диод - возвратным транзистором. Как было показано в § 7.3, наименьшую расчетную мощность магнитных элементов имеют преобразователи с автотрансформаторами, включенными по схеме пирамиды [8.24]. Четырехтактный инвертор такого типа показан на рис, 8.20 в варианте со средней точкой источника питания (рис. 8.20, а) R с дополнительным полумостом на транзисторах Гэ, Тю (рис, 8.20,6). Для формирования ступенчатого (близкого к синусоидальному) выходного напряжения коэффициент заполнения импульсов управления транзисторами каждого полумоста у должен изменяться по синусоидальному закону с частотой выходного напряжения (рис. 8.20, в), а сдвиг фаз между импульсами управления отдельными полумостами, как и прежде, должен быть равен я/Л/, где Л' - число полумостов. В схеме с дополнительным полумостом (рис. 8.20,6) через каждый полупериод выходного напряжения переключаются транзисторы Гд-Тю и одновременно скачком изменяется коэффициент у с О до 1 или обратно (рис. 8.20,г).

Для определения расчетной мощности автотрансформаторов воспользуемся графиками относительного среднего значения напряжения на обмотках за период повышенной частоты в функции коэффициента у (см. рис. 7.8). Ломано-линейный характер этих зависимостей определяет форму изменения среднего значения напряжения t/ат в течение полупериода выходного напряжения в виде кривой, состоящей из отрезков синусоиды (рис. 8.20, в, г). Проинтегрировав в пределах четверти полупериода эти зависимости, получим среднее значение напряжения на обмотке за период выходной частоты. По результатам этих расчетов с учетом (8,6) в табл. 8.5 внесены значения расчетной мощности автотрансформаторов.

При расчете автотрансформаторов следует проверить отсутствие насыщения сердечника в режиме максимального напряжения, т. е. при /ат. = 0,5 и 0,125 соответственно для ATi {ат2) и ЛТз.

Форма выходного напряжения инвертора (на рис. 8.20, а, б) при построении системы управления со слежением за эталонным синусоидальным напряжением соответствует форме напряжения при четырехзонной широтно-импульсной модуляции с равной глубиной зон (амплитудой ступеней) типа показанной на рис. 2.19.

депитепь

V 0,75

0,25

jj /у 0,5л л 1,5л 2л 0,75

О 0,5К Л 1,5Л 2тС 1 5 3

О 0,5Л Л 1,57i 2Л

АТ -- АТ2

Щ 6 А

Рис. 8.20. Инвертор с включением автотрансформаторов по принципу пирамиды

в такой системе удобно осуществляется регулирование (стабилизация) выходного напряжения. Возможно также построение системы управления данным инвертором полностью на цифровых элементах [8.25].

Для получения выходного напряжения с большим числом ступеней и улучшения тем самым его спектрального состава делитель напряжения может быть выполнен на восьми полумостах и семи автотрансформаторах, подключенных по принципу пирамиды, как показано на рис. 8.20, д. Крайние выводы автотрансформаторов ATi, АТ., АТ2 и ЛГподключены к выходам транзисторов полумостов, номера которых указаны на рисунке, причем импульсы управления подаются на полумосты 1-4 и т. д. со взаимным сдвигом на угол я/8.

Напряжение на автотрансформаторах АТи АТ2, АТ (ATz, АТг и АТ) имеет такое же среднее значение, что и при четырех полумостах (рис. 8.20,с), а ток, протекающий по их обмоткам, вдвое меньше. Поэтому суммарная расчетная мощность этих автотрансформаторов не

зависит от числа ячеек (полумостов). В автотрансформаторе ATi среднее значение напряжения почти в 4 раза меньше, чем в ЛГз, аток вдвое больше, поэтому его расчетная мощность вдвое меньше мощности ЛГ3. Суммарная расчетная мощность автотрансформаторов в инверторе на восьми ячейках незначительно (на 6-7 %) больше мощности автотрансформаторов в инверторе на четырех ячейках. Практически одинакова и установленная мощность транзисторов и диодов, поскольку с увеличением числа ячеек (транзисторов) обратно пропорционально этому числу снижаются токи транзисторов (диодов), другими словами, увеличивается лишь степень раздробления силовой цепи на несколько параллельно работающих ветвей. В ряде случаев такое

раздробление целесообразно не только для повышения качества выходного напряжения и входного тока, но и для обеспечения параллельной работы транзисторов без каких-либо дополнительных выравнивающих устройств или применения более технологичных тороидальных автотрансформаторов повышенной частоты, каждый из которых рассчитан на единицы процентов мощности нагрузки инвертора (см. табл. 8.5).

Рассмотренный автотрансформа-

kZkju-

Ts/Tb

Рис. 8.21. Инвертор с автотрансформаторами, работающими на разных частотах

торный делитель повышенной частоты с йтр=0,5 может использоваться в сочета- НИИ с автотрансформаторным делителем напряжения, переключаемым при формировании очередной ступени выходного напряжения, как показано на рис. 8.21, а. Если коэффициент трансформации второго автотрансформатора принять равным тр2=0,2, то выходное напряжение инвертора будет иметь пять ступеней равной амплитуды (рис. 8.21,6) и при следящей за эталонным напряжением системе управления транзисторами, алгоритм коммутации которых указан внизу на рис. 8.21,6, исключаются восемь высших гармоник, близких к основной. Данный инвертор при меньшем, чем в схеме на рис. 8.20, б, числе автотрансформаторов формирует выходное напряжение с большим числом ступеней, но уступает последнему по габаритным размерам автотрансформаторов, так как частота одного из них (ЛГг) лишь в 6-7 раз выше выходной частоты.

В схемах на рис. 8.19,, 8.20 и 8.21 потребляемый инвертором ток близок к синусоидальному току двойной частоты и определяется по (6.3), а относительч ный ток входного конденсатора равен 0,707 независимо от cos фн.

8.4.2, ИНВЕРТОРЫ С КОНДЕНСАТОРНЫМИ ДЕЛИТЕЛЯМИ НАПРЯЖЕНИЯ

Конденсаторные делители входного напряжения могут использоваться в бестрансформаторных инверторах для понижения напряжения на питаемых потребителях переменного тока относительно уровня входного напряжения. При включении на выходе инвертора трансформатора, например, для гальванического разделения входа от выхода или нескольких выходов друг от друга, применение конденсаторного делителя входного напряжения позволяет уменьшить число витков первичной обмотки, т. е. повысить технологичность изготовления трансформаторов, особенно при работе на повышенной частоте.

Конденсаторные делители входного напряжения инверторов могут быть выполнены на основе схем, рассмотренных в § 7.7.

Например, если в схеме на рис. 7.20 диоды выходного моста Д\-Да заменить транзисторами, а каждый из транзисторов схемы шунтировать возвратным диодом (рис. 8.22,а), то на выходе будет формироваться прямоугольное переменное напряжение при работе на нагрузку с любым созфн. При замене диодов Дз-! -Дз-4 в схеме на рис. 7.19, а транзисторами также формируется переменное прямоугольное выходное напряжение, но такой инвертор способен работать без искажения формы лишь на активную нагрузку.

Так же, как и в преобразователе постоянного напряжения, все транзисторы инвертора на рис. 8.22, а нагружены одинаково по току /т.м*=л;/2 и напряжению f/кэ =п/дел, где дел - коэффициент деления входного напряжения, равный числу мостовых транзисторных ячеек.

Суммарный максимальный ток транзисторов

2/т.м* = 2л;дел, (8.8) а суммарная расчетная мощность транзисторов

2/,. = 2и,з/,. /5 = 2 , (8.9)

Tf-f

2i 2\

т

bl-ZZ±.

TV-4

Cz-1

Рис. 8.22. Инверторы с конденсаторными делителями входного напряжения

Т. е. не зависит от числа ячеек (коэффициента деления),

Распределение токов и напряжений на конденсаторах соответствует распределению, рассмотренному в гл. 7 для схемы на рис. 7.20, а значения суммарного тока и мощности конденсаторов соответствуют (7.52), (7.57), умноженным на коэффициент 1,11, учитывающий синусоидальный характер тока.

На рис. 8.22, б показана схема бестрансформаторного инвертора, выполненного на полумостовых последовательно включенных ячейках [8.26]. Коэффициент деления напряжения равен удвоенному числу ячеек, поскольку сам полумост делит напряжение на два. В один полупериод открыты транзисторы Гы, Т2.1, Т3.1, ... Тпл и

происходит разряд входных конденсаторов Сы, С1.2, Сиг, ..... Сип

и заряд выходных конденсаторов С2.ьС2.2,С2.з, Сг-п, а в другой полупериод открыты транзисторы Tu2, Т2.2, Т3-2, Т п-2 и происходит заряд входных и разряд выходных конденсаторов.

По всем транзисторам и выходным конденсаторам протекает одинаковый ток, равный двойному значению тока нагрузки, а токи входных конденсаторов неодинаковы и равны

где п - номер ячейки.

К каждому транзистору и входному конденсатору приложено одинаковое напряжение

а напряжение на выходных конденсаторах неодинаково и равно

У = (1-2 )(1-*дел)/*д„.

Суммарные значения тока и мощности всех транзисторов и конденсаторов для данной схемы приведены в табл. 8.6.

Положительной особенностью данного инвертора является соединение одного вывода нагрузки Zh с выводом источника питания, что в некоторых случаях позволяет упростить решение задачи защиты от радиопомех (экранировки).

Таблица 8.6

Nt 40

20 70

40 JO 20 70

8 12 к

дел

дел

Рис. 8.23. Зависимости числа силовых элементов инверторов на рис. 8.22 и их нагрузки от коэффициента деления напряжения

Инвертор на рис. 8.22, в [8.27] не обладает этим свойством, но обеспечивает равномерную нагрузку как входных, так и выходных конденсаторов, а при каскадном принципе соединения (рис. 8.22, г) позволяет получить большой коэффициент деления при малом числе транзисторов и конденсаторов. В этих инверторах в один полупериод открыты транзисторы Гы, Т2-1, Т3.2, Та.2 и происходит заряд конденсаторов С1.2, €2-1, С3-2 и разряд конденсаторов Сы, С2-2, Сз.1, а в другой полупериод открыты Г1-2, Т2.2, Т3.1, Г4-1, конденсаторы Ci.2, С2.1, С3.2 разряжаются, а Сы, С2-2, С3.1 заряжаются.

Коэффициент деления напряжения в рассматриваемых инверторах зависит от числа каскадов по закону двоичного счета, а каждый каскад состоит из двух полумостовых ячеек, т. е.

kj,e.=2-+\ (8.10)

Для однокаскадного (рис. 8.22, в) и двухкаскадного (рис. 8.22, г) инвертора дел=4 и 8 соответственно. Токи всех транзисторов и выходных конденсаторов (С2-ь С2.2) первого каскада равны двойному значению тока нагрузки, а в каждом последующем каскаде вдвое больше, чем в предыдущем. Токи входных конденсаторов первого каскада ((Сы, С1.2) равны току нагрузки.

Напряжение на транзисторах и входных конденсаторах первого каскада равно половине напряжения источника питания Un, а в каждом последующем каскаде вдвое меньше, чем в предыдущем. Общее число конденсаторов в данном инверторе на два больше

числа ячеек. Суммарные значения тока и мощности всех транзисторов и конденсаторов приведены в табл. 8.6.

На рис. 8.23, а-г показаны построенные по формулам табл. 8.6 зависимости параметров транзисторов и конденсаторов от коэффициента деления (сплошные линии для схемы на рис. 8.22, а с параллельным включением конденсаторов, штриховые для схемы на рис. 8.22,6, штрих-пунктирные для схемы на рис. 8.22,г). Анализ данных зависимостей позволяет сделать следующие выводы:

инвертор с последовательным включением мостовых ячеек (рис. 8.22, а) позволяет получить любой коэффициент деления, инвертор с последовательным включением полумостовых ячеек (рис. 8.22,6) - только четный коэффициент деления, начиная с четырех, а инвертор с каскадным включением полумостовых ячеек (рис, 8.22, г) - только коэффициент деления по закону двоичного счета начиная с четырех, т. е. 4, 8, 16, 32 и т. д.;

в инверторах на рис. 8.22, а, б понижаются пропорционально коэффициенту деления не только выходное напряжение, но и напряжения на транзисторах, что отсутствует в инверторе на рис. 8.22, г;

инвертор на рис. 8.22, б имеет в 4 раза меньшее число транзисторов и в 1,5-2 раза меньшее число конденсаторов по сравнению с их числом в инверторе на рис. 8.22, а, а в инверторе на рис. 8.22, г число конденсаторов и транзисторов при больших кдел еще меньше чем на рис. 8.22, б;

несмотря на малое число транзисторов в инверторе на рис. 8.22, г их относительные суммарные ток и расчетная мощность значительно больше, чем в других вариантах, вследствие передачи мощности нагрузки поочередно по всем каскадам;

расчетная суммарная мощность транзисторов в инверторах на рис. 8.22, а, б одинакова;

суммарная мощность конденсаторов в инверторах на рис. 8.22, а, б имеет близкие значения, а в инверторе на рис. 8.22, г-в в несколько раз меньше;

в инверторах на рис. 8.22, а транзисторы нагружены равномерно как по току, так и по напряжению, а конденсаторы - неравномерно либо по току (при их последовательном соединении), либо по напряжению (при их параллельном соединении); в инверторе на рис. 8.22, б транзисторы также нагружены равномерно как по току так и по напряжению, а конденсаторы нагружены неравномерно и по току, и по напряжению; в инверторе на рис. 8.22, г неравномерно нагружены и транзисторы, и конденсаторы.

Указанная неравномерность нагрузки элементов вызывает либо увеличение номенклатуры типов конденсаторов и транзисторов, примененных в одном инверторе, либо применение последовательного и (или) параллельного соединения элементов с необходимыми средствами выравнивания токов и напряжений, либо завышение суммарной установленной мощности элементов, часть из которых используется с малыми коэффициентами нагрузки. В любом случае масса и габаритные размеры устройства увеличиваются.

Рациональной областью применения инвертора на рис. 8.22, г