многократной ШИМ на полную глубину. Этот метод реализуется путем дополнительных переключений каждой пары транзисторов на второй трети полупериода (на интервале углов от л/3 до 2п/3). На рис. 9.5, д показан алгоритм переключения транзисторов и формируемое фазное напряжение Ua при двух дополнительных переключениях на указанном интервале (1=2).

При каждом дополнительном переключении оказываются открытыми все три транзистора, соединенные с входным выводом инвертора (Tl, Гз, г5 или Т2, г4, Гб), и в выходном напряжении всех фаз формируется нулевая пауза длительностью (1-у) Т/бХ независимо от значения cos фц. При увеличении числа переключений Я, уменьшается степень роста высших гармоник в процессе регулирования напряжения (уменьшения у). Однако, как показано в п. 2.2.3 (см. рис. 2.16), уже при Я,=2 близкие к основной 5-я и 7-я гармоники увеличиваются незначительно при уменьшении коэффициента 7 в широком диапазоне, т. е. увеличение габаритных размеров фильтра не происходит.

Расчет токов транзисторов, диодов и входного конденсатора в регулируемом по данному методу инверторе может быть выполнен с использованием формул гл. 3 для многократной ШИМ (см. табл. 3.2), если принята синусоидальная форма тока нагрузки.

9.2.2. ТРЕХФАЗНЫЙ КОЛЬЦЕВОЙ ИНВЕРТОР

В трехфазном инверторе, показанном на рис. 9.6, а шесть силовых транзисторов соединены в кольцо, а точки соединения смежных транзисторов подключены через половины первичных обмоток выходного трансформатора к источнику питания инвертора [9.6]. В таком инверторе, называемом в дальнейшем кольцевым, угол открытого состояния каждого транзистора в общем случае равен 120 эл.град, а взаимный сдвиг фазы импульсов управления смежными транзисторами равен 60 эл.град (рис. 9.6,6). При таком алгоритме переключения транзисторов фазные напряжения Ua, Ub, Uc, как и в мостовом трехфазном инверторе, имеют двухступенчатую форму без третьей и кратных ей гармоник независимо от созфн. По каждому транзистору в течение 60 эл. град протекает ток одной фазы, а в течение следующих 60 эл. град -ток другой фазы. Токи транзисторов и диодов в кольцевом инверторе меньше, чем в мостовом, что следует из сопоставления рис. 9.5, б и 9.6, б.

Согласно рис. 9.6, б действующее значение тока транзистора кольцевого инвертора

/т.действ = /

я/3 я

sin2 {(dt - Фн) d {(at) -f sin2 {(at - фн) d {Ш)

Ф„ 2Я/3

при фн<я/3;

т.действ

=/h.i

1/ 2л

sin2 (ffljf - ф^) d (q) при Фн > я/3

2Я/3

(9.10)

или с учетом (9.2) в относительных единицах

/т.действ* - 0,524

Фн 1/3 / 2 \ - cos 2фн - -- sin 2ф£г-

3 л 4я

при Фн <: я/3;

/т.действ* = 0,524 \- J (cos 2фн - 2Уз sin 2фн)

3 4я при Фн > я/З.

(9.11)

т.действ 0,5

1 Г

t/( 8

0 0,2 0,4 0,6 cosVh

Рис. 9.6. Кольцевой трехфазный инвертор 326

По (9.11) на рис. 9.6,6 построена зависимость /т.действ*=/(cos фн). Там же штриховыми линиями нанесена аналогичная зависимость для мостового инвертора, построенная по формуле табл. 3.1 для у=1 с учетом (9.3).

Действующее значение тока транзистора при созфн = 1 в кольцевом инверторе в 1,4 раза меньше, чем в мостовом, и, следовательно, почти вдвое меньше статические потери в транзисторах. При уменьшении cos фн этот эффект снижается.

Среднее значение тока диода кольцевого инвертора

/н.м

sin {(at - Фн) d ( О при Фн < я/3;

о

(9.12)

/д = sin (со - Фн) d (соА при Фн > я/3

или с учетом (9.2) в относительных единицах

/д* = 0,524 (1 -со8фн)/я прифн<я/3;

/д* = 0,524 (Т^З sin Фн- cos фн) /2я при фн > я/3.

Из рис. 9.6,0, где построены зависимости (9.12), следует, что потери в диодах в кольцевом и мостовом инверторах практически одинаковы.

Несмотря на отмеченные преимущества, кольцевой инвертор имеет ограниченное применение, так как в нем принципиально необходим выходной трансформатор с тремя обмотками в каждой фазе и с расчетной мощностью, на 21 % больше, чем в мостовом инверторе. Кроме того, разобщенность эмиттеров силовых транзисторов усложняет выполнение выходных каскадов блока управления.

По сравнению со схемой трехфазного инвертора на рис. 9.1, а, где выходной трансформатор имеет такую же расчетную мощность, что и в кольцевом инверторе, последний имеет преимущество в том, что в фазных напряжениях отсутствуют третья и кратные ей гармоники. Однако потери мощности в транзисторах и диодах кольцевого инвертора при прочих равных условиях больше, чем в инверторе на рис. 9.1, а, так как в последнем всегда одновременно проводят ток три транзистора (значение базисного тока в инверторе на рис. 9.1, а вдвое меньше, чем мостовом и кольцевом инверторах).

В заключение заметим, что так же, как и в мостовом инверторе, в кольцевом инверторе угол открытого состояния транзистора может быть меньше 120 эл. град при активно-индуктивной нагрузке, когда транзистор может не открываться на интервале проводимости шунтирующего диода.

При этом зона работы кольцевого инвертора без искажения выходного напряжения ограничена сверху критическим значением

cos фкр = я (1,1257 - 0.25), где Y - относительная длительность открытого состояния транзистора может изменяться от 0,666 до 0,333.

9.2.3. ТРЕХФАЗНЫЕ ИНВЕРТОРЫ С УМЕНЬШЕННЫМ ЧИСЛОМ ТРАНЗИСТОРОВ

Если в составном инверторе на рис. 9.4, а каждую ячейку выполнить по нулевой схеме (рис. 3.1,(5), то инвертор будет содержать только четыре транзистора.

Ti/T2

zzzzF

0,5 u *

Рис. 9.7. Упрощенная схема мостового трехфазного инвертора

По этому же принципу выполнен бестрансформаторный трехфазный инвертор (рис. 9.7, а) [9.7]. Нагрузка инвертора Zh включена между выходами транзисторных полумостов Ti-Гг и Т'з-и отводом от средней точки источника питания. Полумосты управляются со взаимным сдвигом по фазе на 60 эл.град, а длительность открытого состояния каждого транзистора составляет 180 эл.град (рис. 9.7,6), Первые гармоники фазных напряжений и^з, С/во, Uco взаимно сдвинуты на 120 эл. град. Форма фазных напряжений неодинакова - в напряжении Uco не содержатся третья и кратные ей гармоники, а в напряжениях Uao и Ubo эти гармоники увеличены почти вдвое по сравнению с напряжением полной прямоугольной формы. При несимметрии фазных нагрузок изменяются не только значения фазных напряжений, но и их форма. Вследствие этого применение данного инвертора ограничено маломощной (единицы вольт-ампер) нагрузкой, некритичной к искажениям формы питающего напряжения (например, электродвигатели приборов).

Для нагрузок подобного типа предложен трехфазный инвертор на трех транзисторах, подробно рассмотренный в [9.8] и названный там дельта-инвертор . Инвертор получает питание от трех раздельных секций источника, последовательно с каждым из которых включен транзистор, шунтированный диодом (рис. 9,8, а). Ветви с источниками питания и транзисторами соединены в треугольник, к вершинам которого подключена нагрузка, также соединенная треугольником. Алгоритм коммутации транзисторов и форма выходного напряжения на активной нагрузке данного инвертора показаны на рис. 9.8, б. При активно-индуктивной нагрузке и уменьшении длительности открытого состояния каждого транзистора до 120 эл.град форма выходного напряжения имеет вид импульса одной полярности длительностью 240 эл. град с амплитудой Un и импульса противоположной полярности длительностью 120 эл.град с амплитудой 2Ua-

В отличие от всех рассмотренных ранее инверторов в дельта-инверторе выходное напряжение кроме нечетных гармоник содержит также четные, начиная со второй.

Zg 177771

и

Рис. 9.8. Дельта-инвертор

В [9.8] для данного инвертора показаны методы регулирования амплитуды выходного напряжения путем однократной и многократной широтно-импульсной модуляции и уменьшения амплитуд гармоник путем дополнительных коммутаций транзисторов.

9.3. ТРЕХФАЗНЫЕ ИНВЕРТОРЫ С УЛУЧШЕННОЙ ФОРМОЙ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ

9.3.1. ИНВЕРТОРЫ, В ФАЗНОМ НАПРЯЖЕНИИ КОТОРЫХ ОТСУТСТВУЮТ ТРЕТЬЯ И КРАТНЫЕ ЕЙ ГАРМОНИКИ

В инверторах с трансформаторным выходом на рис. 9.1, а, б фазные напряжения f/л, Ub, Uc имеют форму полного прямоугольника, т. е. содержат третью и кратные трем гармоники. Такая же форма фазных напряжений имеет место в инверторе на рис. 9.1, в при синхронном переключении диагонально расположенных транзисторов в каждой мостовой ячейке. Только при формировании в этом инверторе на выходе каждой ячейки напряжения с паузой 60 эл. град третья и кратные ей гармоники исключаются из фазного напряжения, а точка соединения вторичных обмоток может быть соединена с нулевым проводом трехфазной системы электроснабжения (см. штриховые линии на рис. 9.1, в).

В мостовом трехфазном инверторе на рис. 9.5, а фазные напряжения не содержат третьей и кратных ей гармоник только при симметричной нагрузке. При разбалансе нагрузок фаз происходят изменения фазных напряжений по значению, форме и фазовому сдвигу относительно друг друга, т. е. происходит смещение точки нулевого потенциала в треугольнике напряжений. К таким инвер-

торам, называемым в дальнейшем с нефиксированным нулем , относится также кольцевой инвертор на рис. 9.6, а.

Если мостовой инвертор содержит выходной трансформатор, то его первичные обмотки целесообразно включить треугольником, а вторичные - звездой, обшая точка которой образует нулевой вывод; тогда при любой несимметрии нагрузок по фазам форма фазного напряжения не изменится, т. е. такой инвертор относится к классу инверторов с фиксированным нулем .

Q А

ТрА

ТрС

Рис. 9.9. Инвертор, в котором исключены третья и кратные ей гармоники в фазном напряжении с помощью дросселя в цепи питания

На рис. 9.9 показана схема трехфазного инвертора [9.9], в котором для улучшения формы кривой фазного напряжения в цепь питания введен уравнительный дроссель с двумя одинаковыми обмотками. Принцип работы основан на том, что на каждом интервале длительностью в треть полупериода открыты два транзистора, соединенные с первой обмоткой дросселя, и один транзистор, соединенный со второй обмоткой дросселя. Следовательно, первая обмотка дросселя связана с источником питания через два параллельно соединенных импеданса нагрузки (приведенной к первичной стороне трансформатора), а вторая обмотка - через один импеданс. Чтобы уравнять токи в обмотках (по условию баланса магнитодвижушей силы), на каждой обмотке дросселя должно быть напряжение f/др, определяемое из условия

(9.13)

Из анализа поэтапного состояния транзисторов инвертора следует, что напряжение t/др изменяет полярность на противоположную через каждую треть полупериода, т. е. имеет частоту третьей гармоники. Фазное напряжение является суммой напряжений Un и f/др и имеет вид двухступенчатой кривой, не содержащей третьей и кратной ей гармоник. Работа схемы не нарушается при любом

cos фн.

Рис. 9.10. Инвертор с дополнительными обмотками выходных трансформаторов для исключения третьей и кратных ей гармоник в фазном напряжении

С учетом (9.13) расчетная мощность дросселя (в относительных единицах)

Рдр. = /подр/25н = 0,166 cos ф^.

(9.14)

Рассмотренная схема инвертора относится к классу инверторов с нефиксированным нулем . Более полно и универсально задача улучшения формы фазного напряжения решена в инверторе, показанном на рис. 9.10, а [9.10].

Выходной трансформатор каждой фазы содержит дополнительную обмотку Wn (индекс здесь и далее означает цепь нейтрального провода), число витков которой в 3 раза меньше числа витков вторичной обмотки W2. Обмотки Wn всех трансформаторов соединены согласно-последовательно между собой и включены между общей точкой звезды вторичных обмоток О' и нулевым выводом инвертора. Первичные обмотки подключены к выходам инверторных ячеек Мяа, Ияв, Ияс, которые могут быть выполнены по любой из схем, как показано на рис. 9.1. Напряжения на выходе этих ячеек U ао, U V cv при суммировании с помощью обмоток Wy образуют напряжение тройной частоты и втрое меньшей амплитуды, а при суммировании напряжения Un q на-

пряжениями и ло-, Ugy, UoY формируются фазные напряжения (Ja9 и В), со , яе содержащие третьей и кратных ей гармоник (рис. 9.10,6). Линейные напряжения при добавлении Un остаются без изменения, т. е. имеют форму прямоугольника с нулевой паузой 60 эл. град.

Амплитуда и действующее значение фазного напряжения соответственно равны:

Ф.м = 1,33f; Aj,p; аф.действ = 0,941 U, /г,р,

где тр=а^2/1 - коэффициент трансформации выходного трансформатора.

Действующее значение напряжения на дополнительной обмотке /лдейств = /п^тр/3, а ток, проходящий ПО ЭТОЙ обмоткс, равен току небаланса фазных нагрузок:

Л/ф^ = А/ф ф.ном-

Поэтому относительная расчетная мощность каждого трансформатора увеличена на мощность, отдаваемую дополнительной обмоткой:

.v. = fA e.c,. Д/..З^Ф.д*т. = 0. > 24/ф.. (9.15)

Например, при разбалансе нагрузок фаз 30% (Л/ф.=0,3) расчетная мощность выходных трансформаторов увеличится от введения обмоток Wy всего на 3,6 %.

Для уменьшения объема, занимаемого дополнительными обмотками, они могут быть заменены одной общей обмоткой Wn, охватывающей одновременно сердечники всех трех трансформаторов (рис. 9.10, в).

В трехфазных инверторах с бестрансформаторным выходом, выполненных по полумостовой (см. рис. 9.1,6) или мостовой (см. рис. 9.5, а) схеме, для формирования фазного напряжения без третьей и кратных ей гармоник или получения фиксированного нуля , т. е. обеспечения работы без изменения формы, значения и фазового сдвига напряжений при любой несимметрии нагрузок по фазам, используются схемы искусственного получения нулевого вывода, показанные на рис. 9.11. В инверторе на рис. 9.11, а [9.11] введены три дополнительных однофазных (или один трехфазный) трансформатора Грдоп с тр=0,333, вторичные обмотки которых соединены согласно-последовательно и включены в цепь нулевого провода инвертора. Принцип формирования фазного напряжения без третьей и кратных ей гармоник в данном инверторе аналогичен принципу, рассмотренному для схемы на рис. 9.10. Поэтому расчетная мощность трех трансформаторов незначительна и соответствует мощности, рассчитанной по (9.15).

Для упрощения магнитного узла вместо трех трансформаторов может быть использован один автотрансформатор (рис. 9.11,6) [9.12], подключенный к выходу полумоста дополнительных транзисторов Гдоп, переключаемых на тройной частоте так, чтобы моменты коммутации дополнительных и основных транзисторов и

полярность снимаемого с автотрансформатора напряжения Un соответствовали рис. 9.10,6.

Коэффициент трансформации автотрансформатора так же, как и ранее, равен 0,333, а мощность нагрузки Ps определяется по (9.15). На эту мощность и производится расчет транзисторов Гдоп. С учетом (9.15) расчетная мощность автотрансформатора АТ

Если инвертор выполнен по мостовой схеме и источник питания не имеет вывода от средней точки, то нулевой вывод подклю-

Рис. 9.11. Инвертор с дополнительными трансформаторами (а), автотрансформаторами (б, в) и секциями источника питания (г) для исключения третьей и кратных ей гармоник в фазном напряжении

чается к отводу обмотки автотрансформатора, включенного на выходе дополнительной мостовой однофазной ячейки на транзисторах Гдоп, работающей на тройной частоте (рис. 9.11, в). Коэффициент трансформации, мощность нагрузки и расчетная мощность автотрансформатора в данной схеме такие же, как и в схеме на рис. 9.11,6, а токи транзисторов Гдоп вдвое меньше.

При разделении источника питания на три секции с равным напряжением, т. е. i/i = L2 = 3=0,333 f/n, нулевой вывод инвертора создается бестрансформаторным путем с помощью двух дополнительных транзисторов, так же, как и ранее, переключаемых на тройной частоте (рис. 9.11,г). Ток каждого транзистора (вместе с шунтирующим его диодом) равен току небаланса Д/ф, а напряжение на транзисторе равно одной трети напряжения питания.

Очевидно, что во всех рассмотренных вариантах инверторов на рис. 9.11 при необходимости на выходе (к выводам А, В, С, 0) может быть подключен силовой трансформатор с первичными обмотками, соединенными в звезду с выведенной нулевой точкой.

9.3.2. ИНВЕРТОРЫ С ТРАНСФОРМАТОРНЫМ ВЫХОДОМ И МНОГОСТУПЕНЧАТОЙ АППРОКСИМИРУЮЩЕЙ СИНУСОИДУ ФОРМОЙ ЛИНЕЙНЫХ и ФАЗНЫХ НАПРЯЖЕНИЙ

Так же, как и в однофазных инверторах, рассмотренных в гл. 8, формирование многоступенчатого, аппроксимирующего синусоиду выходного напряжения в трехфазных инверторах производится путем суммирования одинаковых по форме и частоте, но разных по амплитуде и взаимно сдвинутых по фазе напряжений; одинаковых по частоте, но разных по амплитуде и форме (длительности импульсов) напряжений; периодических напряжений основной и кратной ей частот, а также их комбинаций.

Очевидно, что трехфазный инвертор с многоступенчатым выходным напряжением может быть выполнен путем простого подключения к источнику питания трех однофазных инверторов (см. гл. 8), управляемых напряжением с фазным сдвигом 120 эл. град. Однако при построении трехфазных инверторов можно упростить схему, используя один и тот же трансформатор для нескольких фаз.

Инвертор с суммированием одинаковых по форме и частоте напряжений на вторичной стороне выходных трансформаторов показан на рис. 9.12, а. Инвертор состоит из шести однофазных или двух трехфазных инверторных ячеек, подключенных по цепи питания параллельно. При выполнении ячеек мостовыми трехфазными первичные обмотки выходных трансформаторов каждой из них соединены в треугольник с целью обеспечения неизменности формы выходного напряжения при несимметрии нагрузки. Инверторы управляются напряжением с взаимным сдвигом фаз на 30 эл. град, в результате чего на вторичных обмотках выходных трансформаторов образуется двенад-цатифазное напряжение, как показано на рис. 9.12,6. Выбор коэффициентов трансформации каждой вторичной обмотки и принцип их соединения между собой аналогичны рассмотренному в гл. 8, т. е. выполняются в соответствии с табл. 8.1 для напряжения с нулевой паузой в 60 эл. град.

В показанном на рис. 9.12, а примере каждое фазное напряжение V в(У, аг формируется путем соединения обмотки с относительным числом витков W2=l для данной фазы первой инверторной ячейки (ТрАх) согласно с обмоткой с относительным числом витков i£>2=0,58 той же фазы второй инверторной ячейки (ГрЛг) и встречно с обмоткой с 2=0,58 смежной фазы второй инверторной ячейки {TpBi). Принцип такого суммирования показан на векторной диаграмме (рис. 9.12,в). Если инверторные ячейки ИЯ\ и ИЯ2 выполнены по трехфазной мостовой схеме, то