ной частоте [8.8], показан на рис. 9.20,а. Выход дополнительной ячейки включен в общую для трех фаз цепь отвода от средней точки источника питания, а основные ячейки каждой фазы выполнены по схемам на рис. 3.4, и или 8.24, б.

На рис. 9.20,6 показан алгоритм коммутации ключей и диаграммы напряжений и токов для случая выполнения ячеек инвертора по схеме на рис. 8.24, б. Форма токов всех обмоток трансформатора одинакова. Магнитодвижущие силы обмоток Wz и w суммируются. Из рис. 9.20,6 следует, что при коэффициенте мощности нагрузки cos фн = 1-0,5 максимальные значения токов основных транзисторов т\-те и ключей кл - кл соответственно равны:

т.м.осп ~ H.MJ ] 2JJ

/т.м.кл = /н.м8Ш (30° + Фн).

Прп cosфн=0,5ч-0

т.м.осн = /н.мsin (150° - Фн); I 22)

т.м.кл ~ н.м )

Токи транзисторов Г?-т\о равны 0,155/т.м.кл.

Согласно (9.20) для данного инвертора /н.м.=0,99. Поэтому суммарное относительное значение максимального тока транзисторов

2/т.м. = 5,94 [1 + (1 +2-0,155/3) sin (30° + ф^)] при созфн = 1 -0,5; 2/т. * =5,9411 +2-0,155/3 + sin (150° -Фн)] при COS Фн = 0,5 - 0. По (9.23) на рпс. 9.20, б построена зависимость 2/т.м.=(cos фн). Действующее значение тока обмоток W2 и W2 трансформатора в соответствии с рис. 9.20, б

(9.23)

адейст н.

sin ((0 - Фн) d (соО =

= /н.м V

1 ЗУТ

---COS 2фн

2 4я

Подставив это выражение в (9.19), получим зависимость

Р,р^ =0,163К1 -0,816соз2фн, (9.24)

показанную на рис. 9.20, в.

Расчетные параметры для данного инвертора внесены в табл. 9.2, причем токи транзисторов указаны для созфн = 1 (числитель) исозфн=0,5 (знаменатель).

Расчетная мощность трансформатора данной схемы при созфн = 1 равна мощности трансформатора в схеме на рис. 9.19, е, а при уменьшении созфн становится существенно больше. Кроме

того, в схеме на рис. 9.20, а трансформатор работает на частоге, в 2 раза меньшей чем в схеме на рис. 9.19, е. Положительным свойством инвертора на рис. 9.20, а является формирование не только линейного напряжения с номерами гармоник \2К±\, но и фазного напряжения такой же формы.

Полностью бестрансформаторными инверто-р ы могут быть выполнены, если имеется возможность секционирования источника питания или выполнения его из двух независимых частей. На рис. 9.21, а, б показаны примеры выполнения таких инверторов путем синтезирования напряжения, имеющего форму, показанную на рис. 8.9, а. Алгоритм коммутации транзисторов (ключей) и диаграммы напряжений на выходных выводах Л и В относительно середины секции U2 (условной нулевой точки) показаны на рис. 9.21,6. Соотношение напряжений секций Ui: U2: U - =0,268:0,464:0,268. Отношение /лиейств/ п, как и в схеме на рис. 9.18, в, равно 0,726.

Максимальные токи транзисторов Т\-72 и всех ключей в схемах на рис. 9.21, а, б определяются по (9.21) и (9.22), а токи транзисторов Г13-Г18 равны току нагрузки, т.е. согласно (9.20) /н.м. = 1,122. Поэтому суммарное относительное максимальное значение токов транзисторов в схеме на рис. 9.21, а

2/т. . = 6,74 [1 + 2sin (30° + ф^)] при созфн = 1-ь 0,5; 2/т.м. = 6,74 [2 -f sin (150° - ф^)] при созфн = 0,5- О, а в схеме на рис. 9.21,6

2/т.м. = 6,74 [2 +sin (30° -f ф^)] при созфн = 1 0,5; 2/т.м. = 6,74 [1 -Ь 2sin (150° - ф^)] при соЗфн = 0,5-0.

(9.25)

(9.26)

Максимальное значение S/т.м. соответствует режиму со5фн = =0,5 и равно 20,2 для обеих схем, а значения 2/т.м. для cos фн=1 приведены в табл. 9.2. Максимальные напряжения на закрытых транзисторах Гь Г4, Г5, Ге, Гд, Г12 в схеме на рис. 9.21, а равны Un, а в схеме на рис. 9.21,6 - 0,268t/n; на всех ключах и транзисторах Гз, Гз, Гб, Гу, Гю, Гц -0,732t/n и 0,2686п соответственно для схем на рис. 9.21, а и 6 и на транзисторах Г13-Т\8 - 0,732f/n. Поэтому суммарная относительная расчетная мощность транзисторов для режима созфн=0,5 составляет 16,6 для схемы на рис. 9.21, а и 8,5 для схемы на рис. 9.21,6, т.е. почти вдвое меньше. Благодаря этому в схеме на рис. 9.21,6 уменьшены динамические потери и могут использоваться транзисторы на напряжение, меньшее, чем в схеме на рис. 9.21, а.

В [9.24] рассмотрен трехфазный полностью бестрансформаторный инвертор с трехступенчатой формой линейного напряжения, выполненный на 12 ключах переменного тока, соединяющих два независимых источника питания с выходными выводами.

Инверторы с фиксированным нуле м , в которых формы фазного и линейного напряжений одинаковы и не зависят от несимметрии нагрузок по фазам, образуются из рассмотренных

jz3

-12a* fc

6 >1

b в

6 С

Рис. 9.21. Бестрансформаторные инверторы с улучшенной формой выходного напряжения при секционированном источнике питания

инверторов либо путем введения дополнительных обмоток в имеющиеся трансформаторы, что было показано выще для схем на рис. 9.18 (все варианты), либо путем формирования напряжения третьей гармоники в отдельной ячейке. Для инверторов (см. рис. 9.18,в и 9.21), в которых синтезируется форма напряжения, показанная на рис. 8.9, а, г, может быТь использована любая схема формирования третьей гармоники, показанная на рис. 9.11.

При этом для инвертора на рис. 9.18, в коэффициент трансформации Грдоп и соотнощение напряжений Ux-.U-Uz остаются рав-

1Д0П

АОП

7 доп

Инв

±

Инб

Рис. 9.22. Получение формы фазного напряжения одинаковой с формой линейного напряжения

ными 0,333, а для инвертора на рис. 9.21 в схемах формирователя третьей гармоники, показанных на рис. 9.11, а, б, должно быть Ajtp=0,155, на рис. 9.11, в Агтр = 0,422, а на рис. 9.11, г соотношение напряжений f/i : f/2: /з=0,422 : 0,155 : 0,422.

Для инверторов (см. рис. 9.19, а - е), в которых синтезируется форма напряжения, показанная на рис. 8.9, дас, может использоваться схема с тремя дополнительными трансформаторами с тр = =0,333, включенными по схеме на рис. 9.11, а, или с одним дополнительным трансформатором, включенным на выходе дополнительного моста транзисторов (рис. 9.22) [9.25]. В обеих указанных схемах результирующее напряжение третьей гармоники, вводимое в нулевой провод системы электроснабжения, имеет прямоугольную форму с паузой на нулевом уровне 90 эл. град, а середина импульса этого напряжения совпадает с серединой полупериода выходного напряжения (см. рис. 8.9, дас).

Расчетная мощность дополнительного трансформатора так же, как и ранее, определяется только значением небаланса нагрузок по фазам в соответствии с (9.15). Коэффициент трнсформации трансформатора Грдоп в схеме на рис. 9.22, а в соответствии с рис. 8.9, должен быть равен 0,166 для инверторов на рис. 9.19, а, г и 0,155 для инвертора на рис. 9.19, е.

В схеме на рис. 9.11, а коэффициент трансформации каждого трансформатора Грдоп должен быть в 1,5 раза меньше указанных.

Если из соображений помехоустойчивости и упрощения коммуникаций отвод от средней точки источника заземлен, то дополнительный трансформатор выполняется с тремя вторичными обмотками, включенными последовательно в выходную цепь инвертора (рис. 9.22,6). В этом случае расчетная мощность вторичных обмоток увеличивается и соответствует kip (суммарное относитель-

ное значение), а расчетная мощность первичной обмотки дополнительного трансформатора остается прежней, как в схеме на рис.

9.22, а.

9.3.4. РЕГУЛИРОВАНИЕ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ

Так же, как в элементарном мостовом инверторе, регулирование (стабилизация) выходного напряжения во всех рассмотренных в данном параграфе инвер-торах наиболее эффективно методом многократной равномерной ШИМ.

Например, если в каждой инверторной ячейке схемы на рис. 9.12, а осуществить дополнительную коммутацию транзисторов, как в схеме на рис. 9.5, а, только во второй трети полупериода, то выходное линейное напряжение инвертора будет иметь вырезки на полную глубину на каждом интервале времени 7/12 (рис. 9.23, а).

В рассмотренном случае напряжение на выходе каждой ячейки {Uai, Ua2, Ub2) не имеет нулевых пауз, так как ячейки выполнены по простейшей нулевой или полумостовой схеме. Если ячейки выполнены по мостовой схеме и их выходное напряжение имеет нулевую паузу 60 эл. град, то для получения многократной ШИМ фазного напряжения дополнительную коммутацию транзисторов необходимо выполнять на каждом интервале длительностью Г/12.

В [9.26] предложен оригинальный способ регулирования напряжения инвертора, приведенного иа рис. 9.12, а, путем частичной многократной ШИМ, при которой дополнительную коммутацию транзисторов каждой ячейки осуществляют с периодом Г/б (рис. 9.23,6). При коэффициенте у=1 и 0,5 спектральный состав выходного напряжения одинаков, а в середине интервала (у=0,5н-1) содержание ближайших к основной 11-й и 13-й гармоник увеличено лишь в 3 раза (рис. 9.23, в), в то время как при модуляции на полную глубину при Y=0,5 указанные гармоники увеличены в 7 раз (см. штриховые линии на рис.

9.23, в). Кроме того, снижено в 2 раза число дополнительных коммутаций транзисторов за период.

В инверторах на рис. 9.13 многократная ШИМ осуществляется путем одновременного отпирания на время нулевой паузы ( выреза ) всех транзисторов, соединенных с данным входным выводом, т. е. транзисторов всех четных и нечетных номеров поочередно. Такая нулевая пауза длительностью (1-у) Г/2 один или несколько раз формируется на каждом интервале 30 эл. град.

На рис. 9.24, а показан алгоритм переключения транзисторов и диаграммы ианряжений при многократной ШИМ в инверторе на рис. 9.13, а. Дополнительные нулевые паузы образуются как в основном напряжении Ua, так и в дополнительном Uc. Такая же многократная равномерная ШИМ осуществляется в инверторах на рис. 9.13, г, <? и 9.15, а, б при алгоритме переключения транзисторов, показанном на рис. 9.24, а. В инверторе на рис. 9.16 число дополнительных коммутаций транзисторов за период может быть уменьшено, как показано на рис. 9.24, б.

Во всех инверторах на рис. 9.18, если не требуется получение фиксированного нуля , дополнительная коммутация основных транзисторов Тх-Т^ выполняется только во второй трети каждого полупериода (рис. 9.25, а). Алгоритм переключения дополнительных транзисторов T-Г12 и диаграммы напряжений для инвертора на рис. 9.18, а показаны на рис. 9.25,6, а для инвертора на рис. 9.18, б -на рис. 9.25, е.

i- t

а.) о 025 050 075 у В)

Рис. 9.23. Диаграммы напряжений при регулировании выходного напряжения в инверторах на рис. 9.12

Такая же, как на рис. 9.25, в, форма напряжения Uau обеспечивается коммутацией транзисторов и ключей инверторов, изображенных на рис. 9.21, по алгоритму, показанному на рис. 9.25, г.

В инверторе на рис. 9.18, е при введении ШИМ не требуется выполнение дополнительных коммутаций транзисторов Ti-Tn, а лишь осуществляется перемещение момента коммутации, как показано на рис. 9.25, д.

Алгоритм переключения транзисторов при регулировании выходного напряжения в инверторе на рис. 9.19, г (на 18 транзисторах) показан на рис. 9.25, е. В других вариантах инверторов на рис. 9.19 при введении многократной равномерной ШИМ возникают трудности формирования нулевых пауз в дополнительном напряжении.

Если в инверторах на рис. 9.18 и 9.19 требуется получение фиксированного нуля>, т. е. формирование напряжения третьей гармоники, вводимого в цепь нулевого провода, то дополнительная коммутация основных транзисторов Т\-

ЫЪо

777 J 22 2

уТ/72

yy/Vf У У/Г

- г/г

7-7/ ZZ2

1.Д

□

П

7-/2

Рис. 9.24. Алгоритмы коммутации транзисторов и диаграммы напряжений при регулировании выходного напряжения в инверторах на рис. 9.13, 9.15, 9.16

Те должна проводиться на каждом интервале 30 эл. град (см. штриховые линии на рис. 9.25. а). Формируемые при этом напряжения С о и Un (на примере инвертора на рис. 9.18, в) показаны на рис. 9.25, ж. При таких напряжениях обеспечивается формирование фазных напряжений без третьей и кратных ей гармоник с помощью дополнительных обмоток или дополнительных трансформаторов, как было рассмотрено ранее.

При формировании напряжения третьей гармоники в мостовых ячейках, выполненных по схемам на рис. 9.11, в и 9.22, дополнительная (одна или несколько за полупериод) нулевая пауза в этом напряжении создается путем дополнительного переключения транзисторов ячейки синфазно с переключением других транзисторов инвертора.

Анализ спектрального состава выходного напряжения при рассмотренной ШИМ проведен в п. 2.2.3 (см. рис. 2.15, 2.16), где показано, что при регулировании выходного напряжения в небольших пределах (8и<1,5) можно форми-

T tZZ

7/0 Uao

7-72

iJao

ej U U

Рис. 9.25. Алгоритмы коммутации транзисторов и диаграммы напряжений при регулировании выходного напряжения в инверторах на рис. 9.18 и 9.19

ровать одну нулевую паузу на каждом интервале, как показано на рнс. 9.23- 9.25, а при более глубоком регулировании или при более высоких требованиях, к качеству выходного напряжения целесообразно формирование двух нулевых пауз на каждом интервале.

Для расчета токов транзисторов, диодов и входного конденсатора при многократной ШИМ могут быть использованы методы и формулы гл. 3 (см. табл, 3.2) с учетом (9.17).

9.4. ТРЕХФАЗНЫЕ ИНВЕРТОРЫ С ПРОМЕЖУТОЧНЫМ ЗВЕНОМ ПОВЫШЕННОЙ ЧАСТОТЫ

Трехфазные инверторы с промежуточным звеном повышенной частоты так же, как и однофазные, рассмотренные в § 8.3, могут быть выполнены с полным или частичным преобразованием на повышенной частоте или с выделением напряжения биений.

В трехфазных инверторах с полным преобразованием на повышенной частоте первичный инвертор на транзисторах Ti-T, подключаемый к входным выводам, выполняется однофазным, а выходной понижающий преобразователь частоты на ключах Кл\ - /Сле-трехфазным (рис. 9.26,а). Такое построение позволяет не только повысить рабочую частоту силового трансформатора Тр, но и выполнить его однофазным, что упрощает конструкцию и уменьшает массу и габаритные размеры трансформатора.

На рис. 9.26, б показан алгоритм коммутации ключей Ki-Клв и диаграммы напряжения на обмотках трансформатора Ujp, выходных фазных напряжений Uao, Ubo, Uco, токов ключей /кль клз, 1кл5, тока обмотки 1ш2 = кл1+ клз+кл5 И потрсбляемого тока in, соответствующего по форме выпрямленному на высокой частоге току iw2- Аля примера принято соотношение частот /тр вых = 12 и отсутствие широтной модуляции напряжений управления как транзисторами Tl-Ti, так и ключами Kai - Кле.

На выходе инвертора формируются прямоугольные напряжения Uao, Ubo, Uco, а через трансформатор проходит только активная составляющая мощности нагрузки и мощность пульсаций, соответствующая току, протекающему через входной конденсатор (/свх). Следовательно, расчетная мощность трансформатора

р. = со8ф^ + /з,. (9.27)

где /свх. - относительное значение тока конденсатора, определяемое по (9.7) или по кривой / на рис. 9.5, г.

Транзисторы ключей Kai - Клб в общем случае (при cos фн> >0,86) рассчитываются на максимальное значение тока нагрузки, а транзисторы Ti - Т4 - на приведенное к первичной обмотке это значение тока.

Для улучшения формы кривой фазного напряжения с помощью ключей Кл7 и Клв, коммутируемых также на повышенной частоте синфазно с основными ключами, но с переворотом фазы на тройной частоте (рис. 9.26, в), в нулевую цепь вводится напряжение

с. J I г-) b г f f

06 >J6 б6 c6

0* ;

УдО t- - *

k/iJ

Рис. 9.26. Трехфазный инвертор с промежуточным звеном повышенной частоты

третьей гармоники по аналогии со схемой на рис. 9.11, г. При равенстве числа витков секций (02 = Ц =з) фазное напряжение будет иметь двухступенчатую форму (см. рис. 8.7,а), не содержащую третьей и кратной ей гармоник.

Улучшение формы кривой по аналогии с ее улучшением в однофазных инверторах (см. § 2.2) может быть выполнено и методами ШИМ напряжения управления ключами по синусоидальной или ступенчатой функции построения, а регулирование амплитуды выходного напряжения - методами ШИМ напряжения управления

48234853532353232348534823