н.Действ- / AS S г.

Действующее значение первой гармоники напряжения на рис. 1.12, а

я 2 2 а среднее значение

t/H.cp = wm-

С учетом того, что действующее значение тока обмоток двухобмоточного трансформатора равно току нагрузки, из (1.48) и (1.50) получаем;

Ртр* = 1,23Y/sin (тя/2) y(x-1)/2, (j 5j

На рис. 1.12,6 показаны зависимости Ртр*=/(у) Для ТВР (несин=1) и ТЕР, построенные по (1.51), где принято х=Ь5.

1.5.4. ДРОССЕЛИ БЕЗ ПОСТОЯННОЙ СОСТАВЛЯЮЩЕЙ ТОКА ОБМОТКИ

Поскольку дроссель имеет только одну обмотку, в (1.29) вместо числового коэффициента 2,22 следует подставить 4,44. Следовательно,

Одр-0,5Стр, (1.52)

т. е. масса дросселя Бдвое меньше массы трансформатора при той же электромагнитной мощности и при одинаковых прочих условиях. Базовый размер сердечника дросселя

др трУ Одр/Отр = 0,8 Стр. .(1.53)

Согласно (1.41) добротность дросселя

Qhp = QtpT(Gtp/Ghр)2 - 1, 59Qtp . (1-54)

При одинаковых базовых размерах сердечника добротность дросселя вдвое превышает добротность трансформатора, поскольку Q = a. Согласно (1.35) и (1.36) с учетом (1.53) получаем

Вдр = ВтрКатр/адр== 1.12Втр; /др =/др Котр/др =1,12 утр- (Ь55)

Индуктивность дросселя, Гн,

1ф^/1 = щ^ = ш25с/с^ сАэкв, (1.56)

где Rm=Iw/0 - эквивалентное сопротивление магнитной цепи; I - коэффициент, учитывающий увеличение индуктивности дросселя вследствие рассеяния потока магнитопровода; Аэкв - эквивалентный немагнитный зазор, причем

Дэ в = А-106/1,25/с-f l/fXc, (1.57)

где А - реальный немагнитный зазор, см; рс - магнитная проницаемость материала сердечника, Гн/м.

Для большинства магнитных материалов второй член в (1.57) существенно меньше первого и можно считать, что, м/Гн,

Аэ1,в~0,8-10бА с. (1.58)

Выражая индуктивность как I = £/ /, подставляя значения £ и / из (1.26) - (1.28) и приравнивая полученное выражение к (1.56), с учетом того, что дроссель имеет одну обмотку, получаем

Дэкв = V2 /SoKoK/ 10-*В/с. (1.59)

3* 35

Таким образом, размер зазора определяется соотношением электромагнитных нагрузок В и /, т. е. соотношением потерь в катушке и сердечнике. Подставляя в (1.59) значения В и у из (1.35) и (1.36), с учетом (1.37) получаем, м/Тн:

\кв = 447 la Уц> ykP kJfyv. (1.60)

Если при проектировании дросселя выбрать зазор, превышающий Аэкв, то это приведет к снижению v, т. е. к повышенным потерям в катушке и к повышенному перегреву Абкат-

Если выбрать зазор меньше Дэкв, то это приведет к увеличению v, к чрезмерному увеличению индукции, т. е. вызовет появление нелинейных искажений вследствие насыщения сердечника, и повышенный перегрев катушки, особенно при малой мощности (при Рдр<Ргр)-

С уменьшением коэффициента v зазор резко увеличивается.

Из (1.56) следует, что зазор пропорционален линейному размеру сердечника, т. е. так же, как и добротность, пропорционален/ Рдр. Однако с увеличением зазора увеличивается рассеяние (коэффициент g) и эта пропорциональность не выполняется.

Если принять

=-1+\кв-10- . (1.61)

то коэффициент рассеяния будет зависеть только от геометрии сердечника. Для снижения коэффициента рассеяния следует в основном уменьшить высоту сердечника.

При одинаковых соотношениях размеров сердечника коэффициент k для броневого сердечника примерно в 1,6-1,8 раза больше, чем для стержневого.

Для стандартных броневых сердечников =20-30, причем большие значения соответствуют меньшей ширине ленты сердечника.

Подставляя (1.61) в (1.60) и обозначая

получаем

\кв=1/0/\нвО-Г10-). (1.63)

При увеличении мощности дросселя и, следовательно, увеличении базового размера а происходит уменьшение отношения 1/Аэкво и при 107Аэкво= зазор Аэкв становится бесконечно большим, т. е. изготовление дросселя с сердечникохМ становится невозможным.

При больших коэффициентах рассеяния увеличиваются потери в сердечнике, так как часть магнитного потока проходит перпендикулярно плоскости ленты [1.16].

1.5.5. ДРОССЕЛИ С ПОСТОЯННОЙ СОСТАВЛЯЮЩЕЙ ТОКА ОБМОТКИ

Дроссели с постоянной составляющей тока обмотки отличаются от рассмотренных в п. 1.5.4 дросселей переменного тока наличием дополнительной нагрузки катушки балластной постоянной составляющей тока и существенно большим ограничением по выбору переменной составляющей магнитной индукции.

Во избежание магнитного насыщения под действием постоянной составляющей тока сердечник дросселя выполняется с немагнитным зазором, размер которого выбирается таким, чтобы получить максимальную индуктивность дросселя.

Аппроксимируя кривую намагничивания дросселя ломаной линией (рис. 1.13), можно убедиться, что при оптимальном зазоре Аопт, когда максимальна индуктивность дросселя, наилучшим ° Л<Лд у опт^опт образом используются магнитные свойства сердечника, т.е. сумма постоянной составляющей и переменной составляющей магнитной индукции Во-\-В^ равна индукции насыщения Bs. При выборе зазора меньше Допт происходит уменьшение индуктивности дросселя вследствие насыщения материала сердечника. При выборе зазора больше Допт также происходит уменьшение индуктивности дросселя вследствие снижения эквивалентной магнитной проницаемости - уменьшения наклона к оси абсцисс прямой B=f{H). Если пренебречь магнитным сопротивлением стали,то согласно рис. 1.13 для данного

дросселя следует устанавливать оптимальный воздушный зазор

Рис. 1.13. Диаграммы намагничивания ApoccCvifl с постоянной составляющей тока обмотки

Доп, = 1,25-10(/о + /м)!/5.,

(1.64)

где /о - постоянная составляющая тока в обмотке, А; / - амплитуда переменной составляющей тока в обмотке, А; Bs - индукция насыщения материала, Тл.

Поскольку потери в сердечнике дросселя определяются переменной составляющей магнитной индукции В^, а потери в катушке-действующим значением тока / обмотки электромагнитной мощностью сглаживающего дросселя следует считать

Plskb = = Yll -Ь llU coL, (1.65)

где f/~ и /~ - действующие значения переменной составляющей напряжения и тока дросселя соответственно.

Если обозначить т = /~м о и принять наиболее распространенную в преобразовательной технике треугольную форму тока, при которой/~.м= У^З/...., то (1.65) приводится к виду

Рьшь - Р(а1т1У?> 4-т2. (1.66)

Согласно (1.66) расчетная мощность дросселя при отсутствии переменной составляющей тока (m = 0) равна нулю и при увеличении отношения переменной составляющей к постоянной монотон-

но возрастает, стремясь при т-оо к Pl=11 , (oL, что характерно для дросселя переменного тока. Однако уменьшение мощности Pl при снижении т не означает уменьшения в такой же степени массы дросселя, так как при этом уменьшается максимальная магнитная индукция которая может быть принята при расчете дросселя.

Максимальную индукцию 5~ можно определить из рис. 1.13: = B,UJI, = Bm/i 1 + m). (1.67)

С учетом (1.67) за расчетную мощность принимается величина

Pl =/coL (1 + т)/у 3 -f т\ (1.68)

Глава вторая

ФОРМИРОВАНИЕ И СТАБИЛИЗАЦИЯ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ ИНВЕРТОРОВ

2.1. МЕТОДЫ ФОРМИРОВАНИЯ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ ИНВЕРТОРОВ

2.1.1. ТРЕБОВАНИЯ К выходному НАПРЯЖЕНИЮ И КРИТЕРИИ ЕГО КАЧЕСТВА

В связи с тем, что транзисторы силового контура инвертора, как правило, работают в ключевом режиме, естественной формой выходного напряжения является прямоугольная. Такая форма удобна для нагрузок постоянного тока, получающих питание с выхода инвертора через выпрямитель и фильтр, так как при этом пульсации основной гармоники напряжения на входе фильтра невелики. Для ряда нагрузок переменного тока такая форма питающего напряжения или допустима (осветительные и нагревательные устройства), или приемлема (электродвигатели, обмотки электромагнитов, реле и т. п.), поскольку первые безразличны к роду тока, а вторые сами обладают фильтрующими свойствами вследствие индуктивного характера эквивалентного сопротивления.

Согласно исследованиям [2.1] при питании электродвигателей напряжением прямоугольной формы вращающий момент, перегрев обмотки, время пуска и другие основные характеристики электродвигателя незначительно отличаются от аналогичных характеристик при питании электродвигателей синусоидальным напряжением при условии равенства первых гармоник напряжений.

Для некоторых нагрузок переменного тока, например для сельсинов, поворотных трансформаторов и т. п., требуется чисто синусоидальная форма питающего напряжения, так как при наличии высших гармоник происходит сильное искажение регулировочных характеристик этих устройств в режиме, где близка к нулю первая гармоника.

Синусоидальная форма выходного напряжения наиболее универсальна, т. е. обеспечивает эффективную работу всех видов на-

грузок переменного тока, а иногда становится целесообразной и для нагрузок постоянного тока, так как обеспечивает коммутацию силовых транзисторов и диодов при токе, близком к нулю, уменьшает тем самым высокочастотные пульсации, радиопомехи и, следовательно, массу и габаритные размеры фильтрующих узлов в инверторе, потребителе и линии связи. При синусоидальной форме напряжения передача энергии на значительные расстояния по обычным проводным линиям не вызывает искажения формы напряжения.

Качество выходного напряжения, т. е. приближение его формы к синусоидальной, принято характеризовать прежде всего коэффициентом гармоник Кг, %, определяемым как отнощение действующего значения высших гармоник к действующему значению первой (основной) гармоники, т. е.

Кг = 100 2 VWJ(W= mV{u/u,r-h (2.1)

где Un - действующее значение напряжения гармоники с номером п; Ui-действующее значение напряжения первой гармоники; U- действующее значение выходного напряжения; rimin - номер ближайшей к основной высшей гармоники.

Иногда используют также критерий синусоидальности напряжения в виде отношения UJU, называемого коэффициентом искажения /Сиск [2.2].

Согласно (2.1)

Кпс. = Уу{+К1- 10 ). (2.2)

Тиким образом, коэффициенты Кг и /Сиск харэктсризуют один и тот же показатель - общее содержание высших гармоник, но не отражают сложность фильтрации (массогабаритных показателей фильтра), так как не учитывают расположение гармоник в частотном спектре. Предложение учесть данное обстоятельство с помощью КПД выделения гармоники г|в [2.2], определяющего отношение мощности первой гармоники к мощности на выходе инвертора по всей полосе частот, нельзя признать удачным, так как его значение существенно зависит от cos ф нагрузки и при созф = 1

становится р.аВНЫМ /Сиск.

Наиболее эффективным критерием оценки синусоидальности является коэффициент гармоник /Сг.ф для напряжения, получаемого на выходе стандартного фильтра с заданным параметром, подключенного к выходу инвертора [2.3].

В качестве такого фильтра удобно принять простейший Г-образ-пый LC-фильтр, а в качестве указанного параметра - его относительную частоту

со = со/соо = YLC, (2.3)

где (оо - собственная частота фильтра; со - рабочая частота фильтруемого напряжения (первой гармоники); L и С - индуктивность дросселя и емкость конденсатора фильтра соответственно.

MoAYvib коэффициента передачи фильтра по напряжению на частоте гармоники с номером п

\ku\ = (1/лсоС)/(1/л соС - ncoL) = l/(l - Л^). (2.4)

С учетом (2.4) коэффициент гармоник напряжения на выходе фильтра

m.in

При этом коэффициент передачи фильтра по напряжению пер- ш гармоники принят равным единице, что, как будет показано иже, близко к получаемым в большинстве практических случаев значениям. Построив по (2.5) зависимости А^г.ф=/(со*) для каждого исследуемого напряжения на выходе инвертора, можно объективно оценить качество напряжения. Чем ближе к оси ординат будет расположена эта зависимость, тем с меньшим значением относительной частоты со* и, следовательно, с меньшей массой и габаритными размерами потребуется фильтр для обеспечения заданного значения /Сг.ф. Из (2.5) видно, что значение со* для данного значения /Сг.ф будет тем меньше, чем выше номер ближайшей к основной высшей гармоники {fimin), т. е. качество выходного напряжения инвертора определяется не столько его коэффициентом гармоник /Сг.ф, сколько количеством исключенных из спектра этого напряжения высших гармоник низкого порядка. Поэтому все рассматриваемые ниже методы формирования выходного напряжения в основном направлены на решение задачи исключения высших гармоник, ближайших к основной.

2.1.2. КЛАССИФИКАЦИЯ МЕТОДОВ ФОРМИРОВАНИЯ ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ

Синусоидальное выходное напряжение может быть получено в простейших схемах усилителей мощности, если силовые транзисторы перевести в линейный режим работы. При этом в цепь управления силовых транзисторов подается синусоидальное напряжение задающего генератора, а поскольку транзистор работает как линейный усилитель, на выходе инвертора формируется также синусоидальное напряжение. Такие инверторы широко используются в радиотехнике как усилители низкой частоты класса А (однотактные) и класса В (двухтактные). Их достоинство состоит в простоте выполнения силового контура, но КПД таких инверторов относительно низок, особенно в стабилизированных инверторах при изменении значения входного напряжения в широком диапазоне. Диаграммы входного и выходного напряжений инвертора класса В показаны на рис. 2.1.

Мощность нагрузки

Р - и I 12 = и I 12

а потребляемая мощность при максимальном входном напряжении

напряжения и тока нагрузки; /н.ср -

вхтах^н.ср

* вхгпах

где Unm И /нт - амплитудз

среднее значение тока нагрузки; Uxmax и Uxmin - максимальное и минимальное входное напряжение; еи-кратность изменения входного напряжения, причем

= UrnaJBXrnin. (2.6)

Минимальный КПД инвертора

ПтЫ = PJPXmax = MSf/. (2.7)

Например, при кратности ее/= 2 КПД ti, = 0,39, т. е. в силовых транзисторах рассеивается более 60 % потребляемой мощности. В связи с этим применение инверторов данного вида в преобразовательной технике ограничено малой мощностью и узким диапазоном изменения входного напряжения.

Для получения высоких значений КПД в щироком диапазоне изменения входных напряжений в преобразовательной технике транзисторы используются преимущественно в ключевом режиме.

Если в силовом контуре инвертора используются простейшие схемы двухтактных усилителей мощности, то- на выходе формируется одноуровневое импульсное напряжение.

Добавление в силовой контур выходного фильтра низкой частоты обеспечивает получение синусоидального выходного н^aпpя-жения. Классификация различных форм импульсной модуляции одноуровневого напряжения дана на рис. 2.2.

По модулируемому параметру различаются три вида модуляции: частотно-импульсная; фазоимпульсная; щиротно-импульсная.

В первых двух видах длительность импульсов неизменна, а изменяется либо частота их повторения, либо сдвиг фазы относительно начала импульсного интервала в зависимости от значения модулирующего напряжения. Эти два вида модуляции не нашли широкого применения в преобразовательной технике вследствие сложности фильтрации модулированного напряжения.

Наиболее распространена в преобразовательной технике ши-ротно-импульсная модуляция, при которой частота повторения импульсов неизменна, а изменяется длительность (ширина) импульсов.

По числу импульсов в п о л у п е р и о д е М широтно-им-пульсная модуляция (ШИМ) разделяется на однократную {М = = 1) и многократную (М>1).

Рис. 2.1. Диаграммы напряжений инвертора, работающего в классе В

Импульсная модуляция одноуровневого напряжения

Частотно-импульсная модуляция (ЧИМ)

Фазоимпульсная модуляция (ФИМ)

Широтно-импулъсная модуляция (ШИМ)

Многократная (М 1)

Однократная (М - 1)

Двухполярная

Однополярная

Равномерная

Неравномерная

Синусоидальная I ~

Ступенчатая

Т pan ец ей д а льная (треугольная)

1 -го рода

2-го рода

Симметрично-односторонняя

Рис. 2.2. Классификация видов импульсной модуляции одноуровневого напряжения

По полярности импульсов в полупериоде многократная ШИМ разделяется на однополярную, когда импульсы каждого полупериода имеют одну полярность и между импульсами напряжение имеет нулевой уровень (нулевая пауза), и двухпо-лярную, когда в пределах полупериода импульсы имеют чередующуюся полярность (нулевые паузы между импульсами отсутствуют) .

Однополярная ШИМ, как правило, имеет лучший спектральный состав. Однако двухполярная ШИМ может быть реализована в простейших схемах инверторов (со средней точкой и в полумостовой), а для реализации однополярной ШИМ необходимо использование мостовой схемы или введение в силовой контур дополнительных ключей.

По длительности импульсных интервалов многократная ШИМ разделяется на:

равномерную, когда полупериод разделен на четное или нечетное число i импульсных интервалов равной длительности (каждый

интервал содержит смежные импульс и нулевую паузу или смежные импульсы прямой и обратной полярностей);

неравномерную, когда такое разделение отсутствует.

При равномерной ШИМ упрощается по сравнению с неравномерной система управления, однако при неравномерной ШИМ можно исключить большее количество, чем при равномерной, высших гармоник низкого порядка при одинаковом числе импульсов за полупериод.

По форме функции построения (форме модулирующего напряжения) многократная равномерная ШИМ разделяется на синусоидальную; ступенчатую; трапецеидальную (в частном случае - треугольную).

В системе управления транзисторами используется эталонное (модулирующее) напряжение, форма которого соответственно имеет вид синусоиды, многоступенчатой кривой, аппроксимирующей синусоиду, и трапеции. Это напряжение сравнивается с опорным, например пилообразным, напряжением тактовой частоты (/такт = =2/вых), и в моменты равенства эталонного и опорного напряжений подается сигнал на переключение соответствующих силовых транзисторов. Благодаря этому длительность импульса выходного напряжения данного интервала пропорциональна амплитуде эталонного напряжения на этом интервале.

По расположению точки, в которой функция построения определяет длительность импульса на данном интервале, многократная равномерная ШИМ разделяется на:

двухстороннюю, когда указанная точка расположена в середине интервала;

одностороннюю, когда указанная точка расположена в начале или в конце интервала.

При использовании опорного пилообразного напряжения оно имеет двухстороннюю симметричную форму для двухсторонней ШИМ и одностороннюю форму для односторонней ШИМ.

Для трапецеидальной функции построения дополнительно может использоваться симметрично-односторонняя ШИМ, при которой на первой половине полупериода указанная точка расположена в конце интервала, а на второй половине полупериода - в начале интервала. Такая ШИМ согласно исследованиям [2.2] имеет наилучший спектральный состав и реализуется относительно простой цифровой системой управления, в которой суммируются сигналы двух близких частот.

При синусоидальной функции построения, кроме того, различают четыре рода ШИМ:

1-го, когда указанная точка соответствует положению модулируемого фронта импульса;

2-го, когда указанная точка соответствует тактовым моментам времени (началу, концу или середине импульсного интервала);

3-го, когда указанная точка смещена относительно модулируе-

мого фронта на некоторое время, пропорциональное заданному коэффициенту;

4-го, когда указанная точка смещена относительно тактового момента времени на некоторое время, пропорциональное заданному коэффициенту.

Если силовой контур инвертора усложнить, разделив обмотки его выходного трансформатора, преобразовательные ячейки или источник питания на несколько секций, выборочно вводимых в работу, то можно сформировать выходное напряжение с несколькими уровнями (ступенями). Классификация различных форм импульсной модуляции многоуровневого напряжения показана на рис. 2.3.

При импульсной модуляции многоуровневого напряжения, называемой также амплитудно-импульсной модуляцией (АИМ),фор-

Импульсная модуляция многоуровневого напряжения (АИМ)

Трапецеидальная

Синусоидальная

Неравномерная

С четным

числом интервалов

С нечетным числом интервалов

Односторонняя

Двухс то ронн я я

Рис. 2.3. Классификация видов импульсной модуляции многоуровневого напряжения

мируется ступенчатое выходное напряжение, аппроксимирующее форму функции построения.

По форме функции построения различают синусоидальную, АИМ и трапецеидальную.

Система управления инвертором, формирующая сигналы на переключение силовых транзисторов, может быть выполнена как система аналогового типа с эталонным напряжением, имеющим форму функции построения, или цифрового типа с выдачей сигналов по программе, воспроизводящей функцию построения.

По длительности импульсных интервалов АИМ, так же как и ранее рассмотренная ШИМ, делится на равномерную (с четным числом интервалов) и неравномерную.

По расположению точки, в которой функция построения определяет амплитуду импульса на данном интервале, АИМ, так же