Главная »  Типовые схемы инверторов 

1 ... 6 7 8 9 10 11 12 ... 38

rVY-y.

О

О О

о

о

О

и

к


па

<->

Т

г-н

f V::;

/

1 1/Z

т



Рис. 3.2. Диаграммы токов в силовом контуре инвертора

При последовательной схеме замещения ток нагрузки можно представить как алгебраическую сумму спадающего отрицательного тока ii, обусловленного скачкообразным изменением отрицательного импульса напряжения Ua до нуля, и нарастающего положительного тока 12, обусловленного скачкообразным появлением положительного импульса напряжения Мн (рис. 3.2,6).

Следовательно,

= г. -h = t/ (1 - в- н)/;? / . (3.2)



откуда, приняв /=7/2, получим максимальное значение тока нагрузки

(3.3)

Un 1-е

1 + е

Подставляя (3.3) в (3.2), получаем уравнение тока нагрузки:

1 --

r;2L,

, , -R TI2L

1 + е и

(3.4)

Значения Lh и R могут быть выражены через исходные данные 5н и cos ф:

(3.5)

н = /5,созф; L = f/2/(o5,sinф, (при нагрузке по схеме на рис. 3.2, а);

, = Щ, ~s Фн ,; i = , sin Ф>5

(при нагрузке по схеме на рис. 3.2,6).

Подставляя эти значения в (1.3), получаем коэффициенты реактивности нагрузки Pl и соответственно для параллельной и последовательной схем замещения:

Pl = 1 /я tg Фн; Рг = tg Фн/я- (3.6)

Используя (3.5) и (3.6), получаем окончательно уравнения тока нагрузки при параллельной и последовательной схемах замещения:

. cos Фн

At \

Un cos Фн .

(3.7) (3.8)

При включении нагрузки через идеальный фильтр (рис. 3.2, () ток нагрузки синусоидален, т. е.

= h.Msin (о)/ -Фн).

Так как ток нагрузки определяется 1-й гармоникой выходного напряжения инвертора

и = wjnVX

то его амплитуда

U = V2SJU,=nSJ2U. (3.9)

Используя (3.9), получаем уравнение тока нагрузки для этого случая:

н = 5н sin (со/ - фн)/2/н. (3.10)

Из полученных уравнений тока нагрузки определяются все необходимые для расчета транзисторов, диодов и конденсаторов токи. Максимальный ток транзистора /т.м равен току Ih при / = Г/2



при LR-пагрузке и току /н.м по (3.9) при нагрузке, включенной через фильтр.

Среднее значение потребляемого тока в общем случае

по-jr \ indi, (3.11)

о

а при параллельной нагрузке 10 = 1 = 1]JRn.

Действующее значение тока нагрузки в общем случае

н.действ


(3.12)

или из условия баланса потребляемой мощности и мощности нагрузки

н.действ = Т^пон/н- (3.13)

Для синусоидального тока нагрузки

н.действ = T.jV. (3.14)

Действующее значение тока транзистора

т.дейсгв

(3.15)

где /о - момент времени, при котором ток in переходит через нуль.

Для синусоидального тока нагрузки

о = Фн/о), (3.16)

а для других видов нагрузки определяется из (3.7) и (3.8) при подстановке н=0.

Среднее значение тока диода (тока узла, состоящего из диода и инверсно включенного транзистора)

U=-y\indt. (3.17)

о

Действующее значение тока входного конденсатора с учетом (3.11) и (3.12)

Г TI2

1/ -j (н-/по) = 1/ (3.18)

Полученные В результате рещения (3.11) - (3.18) аналитические выражения для определения токов приведены в табл. 3.1. Значения



токов даны в относительных единицах в функции cos фн, причем за базисный ток согласно (1.8) принят

базис - -н/п - н/н сх

(3.19)

где kcx - коэффициент схемы, устанавливающий связь между Un и Un (в рассматриваемой схеме, как было принято выше, сх=1).

Наименование цепи

Параметр

Активно-ин

Параллельная

Нагрузка,

/н. действ*

Ко ,823-f о, 127 C0S2 = kjk

l/Ko,823-fO,127 cos2 ф^

0,25-0,16 ctgфн

Источник

COS Фн

Транзистор

т. действ*

cos Фн + - sin Фн

0,58 /т.м*Ко,5-/о

fed sin Фн (0,44-0,28 ctg фн)

Конденсатор

/с. (рис. 3.1, а,д,е)

feq, cos2фн

(рис. 3.1, б, в) /свх. (рис. 3.1, г)

/ср. (рис. 3.1, г)

C0S2 Фн

2/fe



На рис. 3.3, а-д показаны построенные по формулам, приведенным в табл. 3.1, зависимости токов и других параметров от cos фн (сплошная линия - для нагрузки, потребляющей синусоидальный ток; штриховая - для параллельной и штрихпунктир-ная - для последовательной Li-нагрузки). Из этого рисунка видно, что при параллельной схеме замещения ток /т.м* больше, чем при последовательной. Исследуя зависимость /х.м*=/ (созфн),

Таблица 3.1

дуктивная

Последовательная

Включенная через идеальный фильтр

сх Л 1

1,11 fecx

2р2 th

P2ln(l+th-i-j/2

Фн/2я

cos Фн kl

cos Фн

2sin Фн

(1-C0S2 (fkl)

л

-! 0. +-[(1 - /т.м* COS фн)2- 1] соз^фн! 4 я

sin2 Фн 2л

cos Фн L

0,25(1- cos2 фд) /о^

0,25 feci (1 - cos Фн)

С0$2 Фн

11,23 -cos2

*Ф 1/2-0032 Фн

1/2,46 -соз2



*/т.ДЕ

acml

у

.

Ч

f J

1 1 1

т.дейсгпб *

02 0Л 0,6 cos

j,6 j,Z

Z,8 2,4 2,0 1,6

0,8 0,4

3.1,г\

к

Puc.

3.1,6

3.1, a

1,05

1,00 0,35

0,90

0 0,2 0,4 0,6 cosjo,

Ч

0,2 0,4 0,6 cos


0,2 0,4 0,6 cos(p 0 0,2 0,4 06 cos

Рис. 3.3. Зависимости основных параметров нерегулируемого инвертора от коэффициента мощности нагрузки

МОЖНО получить экстремальные значения cos фн.м = 0,54 и /т.м*м = = 1,86.

Ток конденсатора /с* практически одинаков для параллельной и последовательной Li-нагрузок, так как определяется только реактивной мощностью нагрузки, а для нагрузки, включенной через фильтр, ток конденсатора несколько выше вследствие того, что потребляемый ток содержит переменную составляющую двойной частоты даже при со8фн=1.

Также незначительно зависит от вида нагрузки и ток диода /д*. Для cos фн>0,85 при параллельной схеме замещения ток диода равен нулю.

В табл. 3.1 приведено значение коэффициента kq равного отношению коэффициента мощности нагрузки cos 9 при несинусоидальной форме тока in и напряжения Uu к паспортному значению коэффициента мощности cos фн. Согласно принятым ранее допущениям

= cos e/cOS ф„ = /у/н.действ ф„ = /по/ .действ OS ф„. (3. 20)

Из рис. 3.3, в, построенного по (3.20), следует, что при параллельной схеме замещения нагрузки всегда созв>со8фн, а при последовательной созв<;созфн. Это объясняется большим ослабле-



нием индуктивной составляющей тока высших гармоник по сравнению с активной составляющей при параллельной схеме замещения и увеличением индуктивного сопротивления нагрузки для высших гармоник тока при последовательной схеме. Максимальные значения kq, (при cos фн = 0) незначительно отличаются от единицы, и поэтому при выполнении приближенных расчетов можно считать cos в равным созфн.

Если нагрузка включена через фильтр и потребляет синусоидальный ток (рис. 3.2, в), все уравнения для токов (табл. 3.1) справедливы как для отстающего (активно-индуктивной нагрузки), так и для опережающего (активно-емкостной нагрузки) cos фн. Разница состоит лишь в том, что участок инверсного тока iV (in) расположен в интервале углов от О до фн при отстающем и от я-фн до л; при опережающем cos фн.

Проведенный для нулевой схемы (рис. 3.1, д) анализ целиком относится и к мостовой схеме (рис. 3.1, а), в которой лишь удвоено количество транзисторов и диодов.

Во всех полумостовых схемах (рис. 3.1,6-г) токи /т.м*, /т.действ*, /д*, /н.действ* удваиваются (коэффициент схемы kcx = 2), так как согласно (3.19) вдвое снижается базисный ток. Поскольку напряжение питания Un в этих схемах вдвое больше напряжения на нагрузке Uh, в знаменатель (3.11) должен быть введен коэффициент схемы сх=2. Поэтому формулы тока /по*, приведенные в табл. 3.1, одинаковы для всех вариантов схем, показанных на рис. 3.1.

В полумостовой схеме на рис. 3.1, в ток каждого из конденсаторов в один полупериод, когда открыт транзистор, соединенный с одним из электродов данного конденсатора, равен, как и ранее, разности токов нагрузки in и /по, а в другой полупериод, когда указанный транзистор закрыт, равен току /последовательно, действующее значение тока конденсатора с учетом (3.11), (3.12) и введениа в знаменатель (3.11) коэффициента

о

Значения /с*, полученные подстановкой в (3.21) ранее полученных значений /н.действ.* и /по* для различного вида нагрузок, приведены в табл. 3.1.

Для полумоетовой схемы на рис. 3.1,6 при принятом допущении о бесконечно большом внутреннем сопротивлении источника питания ток каждого входного конденсатора имеет ту же форму и определяется также по (3.21),

Для полумостовой схемы на рис. 3.1, г действующее значение тока разделительного конденсатора

Ср* н.действ* (3.22)

поскольку он включен последовательно с нагрузкой. .



Входной конденсатор этой схемы, так же как и других полумостовых схем, в один полупериод разряжается током /н-/по, а в другой- заряжается током /по- Следовательно, действующее значение тока этого конденсатора определяется теми же выражениями, что и каждого из конденсаторов схемы на рис. 3.1, б, в.

На рис. 3.3, б изображены построенные по полученным уравнениям (табл. 3.1) зависимости суммарного тока конденсаторов S/c* от cos фн для всех (трех) вариантов полумостовых схем, В схеме на рис. 3.1, б входной конденсатор обычно разделяют на два последовательно соединенных и подключают точку соединения этих конденсаторов к отводу от точки среднего потенциала источника. Поэтому для схем на рис. 3.1, б, в 21/с*=2/с*, а для схемы на рис. 3.1, г 21/с*=/ср*+/свх*.

3.1.3. СОПОСТАВЛЕНИЕ СХЕМ

Расчетная мощность транзисторов всех схем на рис. 3,1, как уже отмечалось, одинакова. Потери в транзисторах и диодах минимальны в нулевой схеме (рис. 3.1, д). В мостовой схеме и полумостовых схемах они вдвое больше (при прочих равных условиях), так как в первом случае вдвое больше количество транзисторов и диодов, а во втором случае вдвое больше токи /т.действ* и /д*.

Нулевая схема содержит минимальное число элементов и удобна в отношении выполнения управления, так как эмиттеры транзисторов объединены. Поэтому в маломощных инверторах (единицы вольт-ампер) она широко применяется. Вместе с тем при увеличении номинальной мощности будут ощутимо проявляться ее отрицательные свойства:

увеличенные габаритные размеры выходного трансформатора вследствие того, что по каждой из половин его первичной обмотки ток проходит только в течение одного полу периода;

необходимость усложнения конструкции трансформатора и технологии его намотки для обеспечения хорошей магнитной связи между половинами первичной обмотки с тем, чтобы уменьшить индуктивность рассеяния и снизить мощность устройств защиты от внутренних перенапряжений.

Неизбежные дополнительные потери, вызванные поглощением энергии рассеяния магнитного потока между половинами первичной обмотки, снижают КПД данной схемы.

Полумостовые схемы (рис. 3.1, б-г) характеризуются значительным увеличением количества (мощности) конденсаторов, особенно при высоких значениях cos фн, что видно из рис. 3.3, б. Поэтому их применение ограничивается маломощными инверторами или когда необходимо (из условий экранировки) объединить один вывод источника питания с нагрузкой.



3.2. РЕГУЛИРУЕМЫЕ ИНВЕРТОРЫ С ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

3.2.1. ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ

В рассмотренных в предыдущем параграфе схемах возможно получение на выходе инвертора не только полного прямоугольного напряжения, но и напряжения с двухполярной широтно-импульсной модуляцией (ШИМ) путем многократного переключения транзисторов инвертора в течение полупериода выходного напряжения.

Инверторы с однополярной ШИМ в отличие от усилителей с двухполярной модуляцией получили наибольшее распространение.

Среди схем на рис. 3.1 формирование в выходном напряжении паузы на нулевом уровне возможно только в мостовых вариантах (рис. 3.1, а) путем одновременного отпирания транзисторов, соединенных с одним из входных выводов инвентора.

В остальных схемах для формирования паузы выходного напряжения необходимо вводить либо коротящий , либо последовательно включенный дополнительный ключ (рис. 3.4).

В полумостовых схемах (для примера на рис. 3.4, а показана схема с выводом от средней точки источника питания) коротящий транзисторный ключ переменного тока Ткор включен между выходными выводами инвертора. При отпирании этого ключа оба транзистора (Ti и Гг) закрываются и в выходном напряжении формируется нулевая пауза. В нулевой схеме коротящий ключ может быть включен параллельно первичной обмотке (рис. 3.4, б), вторичной (рис. 3.4, в) или дополнительной обмотке (штриховые линии на рис. 3.4, в) выходного трансформатора. Ключ Гкор может быть подключен также к отводам первичной или вторичной обмотки или к этим обмоткам автотрансформаторным способом. Выбор того или иного варианта закорачивания выходного трансформатора при закрытых транзисторах Т\ и Гг определяется:

согласованием допустимого напряжения ключа Гкор с напряжением питания Un для уменьшения тока, проходящего через ключ, и потерь мощности в нем;

максимальной разгрузкой обмоток трансформатора во время паузы в выходном напряжении;

защитой основных транзисторов от перенапряжений, создаваемых индуктивностью рассеяния первичной обмотки при запирании транзисторов.

Исходя из последнего соображения, предпочтение должно быть отдано схеме на рис. 3.4, б, а максимальную разгрузку обмоток трансформатора обеспечивает схема на рис. 3.4, в при подсоединении ключа Гкор параллельно вторичной обмотке.

В схемах на рис. 3.4, г-е транзисторы коротящего ключа соединены с половиной первичной обмотки и поэтому к ним приложено одинарное напряжение питания Un- Транзисторы Тз и Т4 при работе инвертора на активно-индуктивную нагрузку открываются одновременно, обеспечивая циркуляцию тока во вторичной обмот-



UJZ Ф

U /2 $ (14-

Дз Ь

2: 21



Рис. 3.4. Схемы регулируемых инверторов

ке короткозамкнутого трансформатора в обеих направлениях. В схеме на рис. 3.4, е [3.3] уменьшено количество транзисторов по сравнению со схемами на рис. 3.4, б, в, где используется ключ переменного тока Гкор.

В схеме на рис. 3.4, ж, в отличие от ранее рассмотренных, для формирования нулевой паузы выходного напряжения основные транзисторы Ti и Т2 открываются, а дополнительный Гз закрывается. Эта схема имеет минимальное суммарное число силовых эле ментов.

На рис. 3.4,3, м показаны варианты полумостовых регулируемых инверторов. В инверторе с последовательным соединением транзи-




1 ... 6 7 8 9 10 11 12 ... 38



Как выбрать диван



История мебели



Стили кухонной мебели



Публикации



Инверторы



Приемники