где Ь,-- коэффициенты полинома знаменателя функции передачи (7.41) звена при х,-> оо; Ь^°-коэффициенты, учитывающие конечное значение усилительного параметра активного прибора (на постоянном токе); Ь^ - коэффициенты, учитывающие зависимость усилительного параметра от частоты.

Для характеристики добротности Qn схемы с функцией передачи третьего порядка необходимо воспользоваться выражением

Qn - Vbtbtlibr - btbt/bl), (7.53)

которое при Ьз = О переходит в выражение (7.3). Подставляя соотношения (7.52) в (7:53) и учитывая формулы (7.2) и (7.3), после пренебрежения малыми величинами получаем

Qu Уфо + Ь'Г ) ф., + b)/[b, + + Ь, KKVbo) - (bVba)]} =

- QnV(l 4- УоУЬо) (1 + b2°/b2)/ll + Ь^/Ьг + QnCOn [(Ь^/Ьo) -

- -(Ь^/Ьа)]]; (7-54)

C0n = l/(bo + bo)/(ba + b2°+b-), ....

где СОп и Qn - собственная частота и добротность при р --5-оо.

Из выражения (7.54) следует, что при конечном значении коэффициента усиления активного прибора в составе полиномиальных коэффициентов знаменателя функции передачи схемы появляются дополнительные слагаемые, которые могут оказывать заметное влияние на ее свойства, в том числе и на добротность. На низких частотах,где еще не проявляются частотные свойства активных приборов, отличие значений

Q.n - Qn к( 1 + blbo) (1 + bfbm 1 + (7- 55)

и Qn определяется относительными коэффициентами bf lbj, i ~ О, 1, 2. По мере увеличения отношения соп/юм.< будет увеличиваться влияние на Qn последнего слагаемого в знаменателе формулы (7.54), пропорционального Qn. В частности, для схемы рис. 7.5, в из выражений (7.47)- (7.50) следует, что при условии (7.44) отношения коэффициентов

Ьо7Ьо = (1/1%) (1 + 1/Qn) + 2/(fioaQn); Ь№ = (I/loi) + (202) (1 + 1/Qn);

bo Vo = - (1 + 1/n) + 2rj{iiM;

2 Vb2 = Т(г>01 + 2WFo2-

Ш

Подставляя эти соотношения в формулу (7.54),определяем добротность схемы рис. 7.5,в при конечном значении усилительного параметра р,- активного прибора:

, W-* l+l/H +2Q /fx ,-2Q <B (TyH j + tyH ,). -i

Исследуя формулу (7.56), можно уста-новить, что свойства схемы .рис. 7.5, в достаточно сильно зависят от частотной характеристики усилительного параметра р^.. Наличие разностных членов в первом сомножителе подкоренного выражения формулы (7.56) указывает на то, что схема может тер ять устойчивость уже на низких частотах. В связи с переходным процессом, возникающим после подачи питающих напряжений, конечной скоростью нарастания усиления активного прибора значение члена 1/poi в начальный момент времени может превысить по абсолютной величине единицу. При этом схема рис. 7.5, в окажется В состоянии, не соответствующем режиму избирательного усиления, что позволяет отнести ее к классу условно устойчивых схем.

Для достижения стабильной величины добротности при низких значениях собственной частоты необходимо сумму остаточных нестабильных членов b /6i= l/poi + 2Qn/po2 сделать в 5-10 раз меньше . единицы. При этом на коэффициент усиления рог второго активного прибора.накладываются более высокие требования, так как его влияние на изменение добротности Qu в 2Qn раз больш'е, чем первого (при рв1 . Роз).

- .Условия (7.44), обеспечивающие важные при' использовании схемы .7.5, в соотношения между величинами элементов, положительно влияют на ее качественные показатели,.частично компенсируя пропорциональные Qn потери, связанные с-конечной величиной усилительного параметра pi. При этих условиях входящие в bj (7.48) члены Ci/(G3Pi) и -CjC21/(2032111) оказьюаются равными по абсолютной величине и противоположными по знаку.

. Характеристики схемы сильно зависят от частоты. Ее добротность Опд (7.56) возрастает с ростом собственной частоты Шп и на частоте

2Qn(t,y,o, + t,>o.)- -.(+-o/2Qп)o./2 (7.57)

схема теряет устойчивость.

Еслив преобразованной схеме (рис. 7:5, а) переставить местами первый и второй каскады, то получим другую схему звена, которая будет отличаться от схемы рис. 7.5, е тем, что Gg и С2 оказываются включенными параллельно. Так как Gs имеет малую величину,то перемена местами практически однотипных каскадов не может существенно изменить характер зависимости добротности (7.56) от усилительного параметра р^. активного прибора.

Если к схеме рис.7.5,6 применить эквивалентные преобразования (5.41)-(5.43), то можно получить большое количество эквивалентных схем, , которые будут иметь различные нормированные коэффициенты

bf/bi. Целесообразно установить схему, эквивалентную схеме рис. 7.5,в, которая была бы оптимальной в смысле некоторого критерия, I связанного с формулой (7.54). Возможны несколько оптимизирующих I критериев. Одно из важных практических требований к схеме состоит в обеспечении.избирательных свойств в широком диапазоне частот. Это требование реализуется в схеме, у которой

Ло = Ь2/Ь2- (7.58)

Соотношение (7.58) можно назвать условием частотной компенсации схемы. Оно позволяет получить не только широкополосную схему, но и обеспечивает получение потенциальной добротности. Действительно, схема рис. 7.5,в содержит резистор, проводимость Gg которого определяет добротность Qn при р -оо, и, следовательно, характеризует вносимые в схему потери. Она неявно входит в формулу' (7.56), так как от Gg зависит Qn (7.45). При С = О схема будет характеризоваться собственной или потенциальной добротностью Qn > Qn,

так как в этом случае в знаменателе формулы (7.54) пропадает часть . членов, а сохраняются только те члены, которые связаны с Qn. Следовательно, собственная добротность звена в значительной мере опреде-

. ляется частотно-зависимым членом cOnQn [фо/Ьо)фг /Ь^)], который пропорционален Qn, и при условии (7.58) будет максимально воз-можной.

Чтобы установить влияние структуры схемы на соотношение (7.58), необходимо представить полиномиальные коэффициенты Ь> и feij в форме разложения по параметрам соответствующих элементов. Коэффициент 6 функции передачи Схемы рис 7.5, в определяется выражением (7.46). .Коэффициент Ь^ записывается через матричные соотношения следующим образом:

b = b, + b+b + b= .

. .. = lall. (3+0)(2+6), (5+0)(4+6), 11+2], [3+4] + . (7.59)

+ (A/fl) [3+0], (5+0) (4+6), 0+2], ЕЗ+4]+ . + (GlGg/Pa) Дц. (3+0) (2+6), [5+Oi, [1+2], СЗ+4] +

+ l(JiG/{[ii[i2)] Ац; [3+0], E5+0I, [1+2], [3+4].

Учитывая, что первые слагаемые выражений (7.46) и- (7;59) соответственно равны Ь^ Cfi и Ьо = Gfigi, к пренебрегая, как и раньше, слагаемым, содержащим сомножитель i/(M.ip.2), находим

fcs/ba = /(11012)1 [3+0], (5+0) (4+6), [2+3], [4+5] + .

+ [%.7(t02g2)l All, (3+0) (2+6). [5+0], [2+3]. [4+5i;

bo Ibo = [Тд /{[Xoigi)] AII, [3+0], (5+0) (4+6), [1+2]. J3.+4J f (7.60) + [ lfisAtJ-oafl)] All, (3+0) (2+6), [5+0], [1+21, [3+11.

Для получения схемы звена с компенсацией частотно-зависимых потерь необходимо выполнить эквивалентные преобразования, т. е.

переставить и перекодировать индексы многократного суммарного алгебраического дополнения Дц. (з+о)(2+б),(5+о)(4+б). при которых обеспечивается взаимное равенство первых и вторых слагаемых выражений (7.60). При этом будет обеспечена компенсация частотно-зависимых потерь, независимо от соотношения между усилительными параметрами pi и активных приборов. Это требование не удается выполнить в звене на двух операционных усилителях, у одного из которых выходной вывод подключен к выходному узлу звена. Однако при помощи эквивалентных преобразований можно получить схему, отличающуюся от схемы рис. 7.5,в подключением выводов активных приборов, в которой одно из слагаемых нормированного коэффициента bil/bz и b<l/bo равно нулю или пренебрежимо мало, а другое таково, что при Т(ц/ро1=м.ц/М'ог удовлетворяется условие (7.58). Используя эквивалентные преобразования (5.43), приходим к равенству

Дп, (3+0)(24.6). (5-f0)(4+6) = Дц, ( +0) (4 -2).(3+0)(4-Ь6), (7-61)

на основании которого осуществляем топологические преобразования схемы рис. 7.5,в и в результате получаем эквивалентную ей схему звена нижних частот (рис. 7.5,г). Отличительной особенностью схемы являются объединенные инвертирующие входы двух операционных усилителей. Суммарные алгебраические дополнения матрицы проюдимости этой схемы

All. [5+0]. (3+0) 4+6), [2+3], [4+Е] = = Дп, (5+0) (4+2). [3+0]. rl+2], [3+4] = 0;

Д П, (5+0) (4+2). [3+0]. [2+31. 1 4+5] = Дц, [с+С.],(3+0) (4+6), [ 1+2;, ГЗ+4) = gi+ g2-

(7.62)

Нормированные коэ^зфициенты 62/2 Ьо/о описываются выражениями, аналогичными (7.60), причем в них входят суммарные алгебраические дополнения из (7;62). Учитывая Это, при условии (7.44) получаем

b2yb = 2rJlio2, bzVfca = 2/р„а; I gg

boX = 2Ти./Ро1; o = 2/Poi.

Кроме того, для схемы рис. 7.5, г выполняется соотношение

ЬГ7Ь1=25п(1/Ро1+1Ы- (7-64)

Поэтому после подстановки выражений (7.63) и (7.64) в (7.54) найдем формулу для добротности схемы рйс. 7.5,г с учетом влияния ограниченности* частотной характеристики и конечного усиления активных приборов:

00 > (i + 2Moi)(l + 2/tio.)

li 14-2Q (1/101-bl/(oa)-l-2Q <o [(Tj,yPoi)-(Wb2)l

Из этой формулы, в частности, следует, что при идентичных активных приборах Тд,/Ло1 = Тд/Тр. в схеме обеспечивается компенсация частотно-зависимых потерь и добротность

Qn - Qn(l + 2/[Ло)/(1 + 4Qn/x ) Qn/(1 -f 4Qn/pJ (7.66)

от частоты не зависит. Полагая в этом выражении Q -<x}, находим, что собственная добротность звена -0/4.

Чем больше необходи.мое значение Qn, тем более высокие требования предъявляются к усилительным свойствам активных приборов и идентичности их параметров. В реальных схемах в связи с влиянием входной и выходной проводимостей активных приборов и неидентичности их характеристик не удается добиться полной компенсации частотно-зависимых потерь в широком диапазоне частот. Однако cxgMa звена нижних частот (рис. 7.5,г) является одной пз эффективных и может иметь полосу частот, в которой обеспечиваются - избирательные свойства, на порядок шире, че.м схема рис. 7.5,в. Звено также может иметь большую добротность Гп при сравнительно низкой чувствительности ее к изменению величин элементов.

Схема рис. 7.5,г является частным случаем схемы рис. 5.1 и получается из нее при наложении определенных ограничений на величины элементов. Поэтому анализ ее свойств с учетом конечных значений параметров [Л,- и Fbxi = gai активных приборов, проводимости утечки конденсаторов и влияния паразитных емкостей монтажа См можно выполнить, используя результаты, полученные для схемы рис. 5.1. Чтобы выражения (5.22)-(5.34) были применимы к схеме рис. 7.5,г, в них необходимо положить Fi=Ci, F2= pCi+Gg, F3=C2, Y=pC2+G , Y= = gi- Уь= g2 + pC s. y~ = рСм2< Fg = pCn И Fs = 0 (при этом проводимость Gs учитывает также и проводимость утечки конденсатора С1, а Сп - проводимость утечки конденсатора С2).

Конечная формула для добротности Qu оказывается громоздкой, поэтому ограничимся качественным описанием следующих из нее результатов. При §вх1, С„, СпО и выполнении условий (7.44) эта формула упрощается и совпадает с выражением (7.65).

Влияние паразитных емкостей монтажа См, на Qn не одинаково. . В частности, емкость Смз повышает порядок знаменателя функции передачи схемы на единицу и в связи с этим может сильно влиять на свой- ства схемы. Емкости монтажа См, и Смз незначительно влияют только на коэффициент bz функции передачи и, следовательно,на собственную частоту схемы. Погрешность от пренебрежения их алиянием определяется малостью отношения См/С в сравнении с единицей. На коэффициент влияет только паразитная емкость Cmi- Причем основным в bi является независимое от [Л слагаемое вида QnC i/C. Следовательно, даже в схемах с идеальными операционными усилителями ([л->- оо), имеющих большую добротность и сравнительно небольшую емкость конденсаторов С1 и С2, влияние Скх на Q может быть очень сильным. Его можно

учесть, введя в знамейатель выражения для Qn. (7.65) дополнительное слагаемое Q CmiIC. Аналогично учитывается- и влияние на Q проводимости Сп утечки конденсатора С2: в знаменатель выражения (7.65) вводится слагаемое Gn/Gg. Влияние входной проводимости операционных усилителей (рис. 7.5,г).на сравнительно невелико вблизи нулевой-частоты. Однако с ростом частоты влияние вх, на добротность увеличивается и его необходимо учитьюать.

Возвращаясь к анализу выражения (5.34), можно установить условия, при которых в схеме удается компенсировать влияние паразитной емкости монтажа Cmi: YYi, YzY-. -Если Yg= Си, то при К2= Ys емкости монтажа Cmi и С„2 будут слабо влиять на сюйства схемы. Чтобы выполнить это условие, необходимо в преобразованной схеме рис. 7.5,а переставить местами первый и последний каскады и наложить ограничения на величины элементов: g=g, что соответствует Y2= Y3. После di-преобразования этой схемы получим схему звена нижних частот, которая хотя и устойчива к влиянию паразитных емкостей монтажа Cmi и Смз, однако содержит в своем составе три операционных усилителя.

Фактором, ограничивающим добротность в схеме рис. 7.5,г, является малая проводимость Gg (большое сопротивление) резистора, значение которой обратно пропбрционально добротности Qn- Стандартный ряд дискретных резисторов большого сопротивления содержит ограниченное количество номиналов, а изготовление пленочных резисторов большого сопротивления методами интегральной технологий сопряжено с принципиальными ограничениями. Кроме того, большому сопротивлению сопутствует большая паразитная емкость, отрицательно влияющая на свойства звена. Поэтому важно построить схему звена, в котором добротность' определялась бы не отношением малой и очень малой проводимостей G/G3, а отношением большой и малой проводимостей G3/G. Проводимость G совместно с емкостью С определяет собственную частоту звена и величина G неизбежно оказывается достаточно малой. Поэтому схема, в которой Qn = G3/G, имеет ряд практических преимуществ.

Следовательно, задача состоит в том чтобы построить схему на двух операционных усилителях с объединенными инвертирующими входами, в которой добротность регулировалась бы независимо от собственной частоты при помощи резистора малого сопротивления. Одна из наиболее эффективных схем этого типа показана на рис. 7,5,. Ее синтез выполняется аналогично синтезу схемы рис. 7.5,г при помощи а'г-преобразования. Преобразованная схема отличается от схемы рис. 7.5,G тем, что вместо первого каскада, выполненного по схеме инерционного звена (см. рис. 6.13,6), используется каскад, выполненный по схеме рис. 6.13,е. Схемы рис. 7.5,г нд переходят одна в другую после взаимно однозначных преобразований резистивных цепей, включенных на их входе. Поэтому свойства схемы рис, 7.Б,д при идеальных активных приборах (рг- оо) можно описать соотношениями (7.41)-(7.43), если положить в них

G, = С'/УЖ + Сз + Gl); G3 = G;g j{G[ + G + С3). (7.67)

в результате находим, что собственная частота схемы (рис. 7.5,д) СОп - VG[G\G2gAG[ + G3 + Gl)C,C,g,. (7.68) а ее добротность

Qn - [V{G[+ G3+ GI) G[Gfi,g,/{GlC.,g2)]/G-s. , (7.69)

Если выбрать -

GiG;7(g; + G3 + g;) = G2. (7.70)

то выражения для собственной частоты и добротности примут следующий вид:

o)n = Gai/ gi/CAg2: Qn = [g; Vcgi/cgyG;. (7.71)

При выполнении условий (7.44) выражение для собственной частоты СОп совпадает с выражением (7.45), а Qn= Gj/Gg. Соотношения между величинами элементов оказываются благоприятными для изготовления схемы рис. 7.5,д на основе методов микроэлектроники. Действительно, при сравнительно малом 63= G и большой добротности Qn, а следовательно, большом G[ и малом Gg, из вьфажения (7.70) можно установить, что проводимость Сз= G2(Gi-f- Оз)/(0- Gg) л? Gg также мала и приближенно, с точностью до 1/Qn, равна Gg. При этом ограничивающее условие (7.70) легко выполнимо, а регулировки собственной частоты,СОп и добротности Qn независимы.

Схема (рис. 7.5,д) с компенсацией зависимых от частоты потерь имеет высокую, пропорциональную Qn, чувствительность добротности к неидентичности отношения параметров iy../oi активных приборов. Она связана с тем, что разностный член знаменателя выражения (7.65) умножается на большую величину Qn. Поэтому следует предпринять дальнейшую оптимизацию схем с целью снижения чувствительности добротности к частотно зависимым потерям.- Ее можно выполнить на основе эквивалентных преобразований пассивных элементов схемы избирательного звена.

В частности, доминирующая часть характеристического полинома обобщенной схемы избирательного звена (см. рис. 5.1), представляемая суммарным алгебраическим дополнением (5.32), не изменяется, если при О переставить в нем местами пассивные элементы К3 и Fg, а также YhY. При такой перестановке знаменатель передаточной функции схемы с идеальными операционными усилителями ([л->-оо) остается без изменений, а соответствующие суммарные, алгебраические дополнения при выражения (5.24) примут другие значения. Именно этими членами определяется уровень зависимых от частоты потерь в звене с реальными активными приборами. Поэтому при перестановке пассивных элементов схемы можно ожидать изменения чувствительности добротности к величинам элементов и их взаимным комбинациям.

Если при такой перестановке пассивных элементов удается выполнить условие Кз= F4, то с точностью до членов, учитывающих влияние входной проводимости Гвх активных приборов будет обеспечено ра-

венство суммарных алгебраических дополнений (5.28) и (5.29). Следовательно, в характеристическом полиноме (5.24) будут одинаковыми сомножители при pi и рз. влияние которых при конечном р на добротность должно быть учтено в первую очередь.

Обращаясь к схеме (рис. 7.5,а), можно установить, чтов основе возможности взаимного замещения элементов и Fg, F4 и Fg в конечной схеме лежит перестановка каскадов Б преобразованной цепи. Если переставить местами второй и третий каскады, то при g- g. будет обеспечено условие F3= F4. При такой перестановке передаточная функция преобразованной схемы в ее выходном узле, связанном с выходом третьего операционного усилителя, останется без изменения. Однако передаточная функция в прежнем промежуточном узле k будет другой и, следовательно, изменится передаточная функция конечной схемы. Для получения передаточной функции звена нижних частот необходимо при перестановке каскадов в преобразованной схеме (рис. 7.5,а) изменить узел съема сигнала. Для его определения обратимся к разложению (7.37). Если числитель передаточной функции Kkip) (7.39) отличен от нуля {а' ФО), то можно переставить первый и второй каскады в преобразованной схеме (рис. 7.5,а). При этом функция Кк(р) не изменится.. Такая перестановка каскадов приведет к эквивалентным схемам, отличающимся расположением пассивных элементов Gi и G2, С1 II Gg и С2. Эти схемы различаются лишь местом подключения малой проводимости Gg, что не может существенно изменить структуру выражения добротности. Дальнейший синтез, связанный с топологическим изменением преобразованной схемы с переставленными местами первым и вторым каскадами и эквивалентными преобразованиями активных приборов, приводит к схеме звена нижних частот, добротность которого практически определяется выражением (7.65).

При ао= О возможно несколько реализаций преобразованной цепи с передаточной функцией КАр) = О во внутреннем узле к. Одна из них совпадает со схемой (рис. 7.5,а) после взаимной перестановки в ней двух последних каскадов и съегла сигнала в точке к, совмещенной с инвертирующим входом операционного усилителя первого каскада. В такой схеме можно обеспечить Fs= F4, выбрав gi=g2- Выполнив необходимые преобразования ее, придем к конечной схеме звена нижних частот (рис. 7.5,е), добротность которой

+ (7 + 7-) + 2- + ) { + ( -Й)

Сопоставляя это выражение с (7.65), находим, что при gi= g данная схема имеет меньшую чувствительность добротности Qa к изменению величин, входящих в зависящий от частоты член. Связанное с собственной частотой полюсов Шп последнее слагаемое знаменателя функции Qn,i мало в сравнении с единицей в широком диапазоне частот, не содержит отрицательных членов и от Q ne зависит, если выполнить условие gi= g-g-

Звено характеризуется м^алыми зависимыми от частоты потерями, при этом ограничивающее условие идентичности параметров его активных приборов не накладывается. Оно отличается сравнительно

более высокой устойчивостью и меньшей чувствительностью добротности к изменению параметров операционных усилителей. Характерным признаком его схемы являются одинаковые величины пассивных элементов, включенных между объединенными инвертирующими входами операционных усилителей и их выходами.

В связи с высоки.м выходным сопротивлением схема (рис. 7.5,е) должна подключаться к низкоомной нагрузке через повторитель сигналов. Схема имеет большую пропорциональную Qn чувствительность к разности l-igilgi), поэтому условие gi= аДолжно поддерживаться с высокой степенью точности. Фактически в ней требование идентичности параметров перенесено с активных приборов на пассивные элементы gi и ga. что значительно легче выполнить.

Звено верхних частот имеет функцию передачи

К [р) = a,pV{b,p- + b,p + fe,), (7.72)

которую не удается представить в форме разложения (5.59) вследствие расположения двух ее нулей в начале системы координат р-плоскости. Для перемещения нулей можно воспользоваться Па-преобразованием (5-57) и построить Па-преобразованную функцию

К (р) - Кп. (Р) = [(Ьа - а) + biP + bMhP + ЬгР + &о)- (7-73) Разделив числитель и знаменатель функции (7.73) на Ь^р^у

, V -(ajb) + 1 + [fci/(fcoP)] + Mbm ,j J..

ее можно представить в форме разложения (5.59), при этом

Кп,.4 (л) == -bjbp - [(bJblp) (bllblp)]: (7.75)

/ ..Ир) = (- 2/Ьа) + 1. (7.76)

Соответствующая функции (7.75) Па. Паа-преобразованная схема (рис. 7.6,й) содержит два каскадно включенных интегрирующих звена (см. рис. 6.4,с),одно из которых одновременно используется и как суммирующее (см. рис. 6.3.а), и инвертирующий масштабный усилитель. Функция передачи схемы при съеме сигнала с выхода операционного усилителя 3 имеет вид

Кп,. п; (р) = (- GjpC,) - [giG.GiKgzPC.C)],

а при съеме сигнала с узла k- . ,

n,.k{p)-~ -gJg-2-

Сопоставляя эти зависимости с (7.75) и (7.76), найдем, что выражения полиномиальных коэффициентов Ь,. функции (7.72) через величины элементов преобразованной схемы рис. 7.6,а определяются соотношениями (7.40), а полиномиальный коэффициент

2-(l+gi/g2)CA. (7.77)

Подвергая схему рис. 7.6,й топологическому п^с/а-преобразованию (см. рис. 5.3,5) и исключая в полученной схеме повторитель напряжения

на операционном усилителе 3, найдем г-преобразованную (по отношению к конечной) схему и от нее после Пг-преобразования (см. рис. 5.3,г) переходим к схеме рис. 7.6, б с функцией передачи

К (/7) = р'СС (gi + gViPiCg + ред^а + Gfiex). (7.78)

соответствующей заданной функции (7.72).

Рис. 7.6. Преобразованная ffl) и конечные (б, в, г) схемы звена верхних частот , ....

е

Собственная частота соп и добротность Qn ее полюсов определяются выражениями (7.42) и (7.43), которые при условии (7.44) переходят соответственно в выражения (7.45).

Для получения схемы звена с компенсацией частотно-зависимых потерь необходимо применить эквивалентные преобразования к схеме рис. 7.6,6. Задача значительно упрощается, если юспользоваться результатами, полученными при построении схемы рис. 7.5,г, и учесть, что в схеме звена верхних частот с компенсацией частотно-зависимых потерь должны быть объединены инвертирующие входы операционных усилителей. При р^. оо знаменатель функции передачи схемы рис. 7.6,6, имеет вид dp) = и-,(Ъ + Щ{Ъ + о).& + й^ + 2)-

Применяя к нему эквивалентные преобразования (5.43), получаем равенство dp) = Дп.(з +о)(4 + б),(5 + 0)(4+ 2)) и на основании его переключаем соответствующие выводы активных приборов в схеме рис..7.6,б. В результате получаем схему звена верхних частот с компен-