тажэ, воздействующая на вход операционного усилителя первого кйг- када, повышает порядок характеристического полинома и, следовательно, снижает, устойчивость схемы.

Переставляя в схеме (рис. 7.И,е) второй и третий каскады, можно получить группу дополнительных схем, которые по своим качественным показателям уступают схемам (рис. 7.11,ж,з), а тем более уступают схемам (рис. 7Л1,г,д). Качественные показатели звеньев {рис.7А1 ,ж,з) можно улучшить, если, отказавшись от мини.мизирующего суммарное сопротивление резисторов условия Gi= G выбрать Gi < G{. Причем для схем с Qn> 10 можно принять Gi= Gi= Gr G. В этом случае, примерно до единицы, т. е. в Q раз, снижается передача звена на плоской части его частотной характеристики. Регулировки собственной частоты - G/C и добротности Qn= GJG = G[/Gi производятся независимо изменением вначале G, а затем G{. Влияние конечного значения коэффициента усиления р, операционного усилителя на добротность в области низких частот становится меньши.м. При этом Qnp снижается по сравнению с Qn не в 1 -- Qn/p.o, а в 1 -f- QJ раз, т. е. так же, как в схемах (рис. 7.\\,г,д). Однако влияние паразитной емкости монтажа на добротность по-прежнему остается значительным и связано с увеличением порядка характеристического полинома передаточной функции звена (рис. 7.11, ж, з).

Если необходимо получить универсальное звено, реализующее одновременно в узлах, связанных с выходами операционных усилителей, три различные передаточные функции, то первый сомножитель выражения (7.94) 1{{р) = (&о + bo)/{b2P + bi ) следует подвергнуть дальнейшему преобразованию. Его цель - выделить в реализующей цепи интегрирующее звено. Это можно сделать, используя как Й1-,таки 2-преобразование. Считая в(7.93) коэффициентйо>0 и, следовательно, Ьо< О, подвергнем функцию К (р) di-преобразованию (5.48)

Ка, (р) == 1-ь; -ь -f i, {p)]i[b,p + ь; + xi (p)].

Выбирая преобразующий полином Ха, {р) = -bi, получаем ~ о + o - Oi .Оо + -bo - о

где &2 = bj}; Ьо = 00 Ьо = Ьоо - bbb .

Первый из этих сомножителей реализуется вычитающим звеном, второй-интегрирующим. Соответствующая функции Ка,{р) преобразованная схема показана на рис. 7.12, а. Знаками Д и в ней отмечены элементы; соответственно связанные с выделенными ветвями при di-преобразованиях функций К'{р) и К'аЛр)- Передаточная функция этой схемы

~ -Оз (Gb + Об) + (о5 + Об) (Ga + G4) -О1 /7 101)

---о,(Об + Ов)- рС,

Подвергая далее схему (рис. 7.12,а) топологическому й^-преобра-вованию (рис. 5..3,а), состоящему в переключении элемента Gg с вход/ ного узла на выходной, получим схему (рис. 7.12,6) с передаточной функцией

P - G, (G, + G,) pC, + Gl (Gs + g4) G )

Дополнив.эту схему по выходу интегрирующим звеном, получим di-преобразованную схему (рис. 7.12,е) звена, передаточная функция которой

-G, (Gs + g4) G-, + 0,0 (G. + G,) -G (G5 + Ge) рС, + Gl (Gs + G4) Ge pCa

/d. (P)

(7.103)

Для получения конечной схемы универсального звена (рис. 7.12,г) необходимо выполнить с^-преобразование схемы (рис. 7.12,е). Запи-

Рис. 7.12. Преобразованные частичные (а, б), полная (в) схемы универсального избирательного звена, получаемые на различных этапах его синтеза, и конечные (г, д) схемы звена

сав передаточные функции универсального звена на выходах операционных усилителей

Gfi,(Gs+G,)G,

P*CCG (Gg + Gg)-\-pCG (Ga -f 0)0 -f 0 As (O5 -f Ge)

(7.104)

рад (Cs4-4) Об .

PCAGi (Gb + Ge) + pCGAG + G J G, Ц- GQG, {G, + G,)

- pCCfit (Gb + Ge) + pCGi (Gg + G) Gg + GGG (G5 + G) *

нетрудно получить выражение для собственной частоты и добротности его полюсов

При благоприятном для реализации средствами микроэлектронной технологии соотношении величин элементов

Gi = G, = G3=G, = G и Ci = Cj = G (7.106)

эти выражения приобретают вид

n = G/C, Qn = (l + GJGj/2, (7.107)

поэтому

где s = p/o)n-

Универсальность звена (рис. 7.12,г), состоящая в возможности одновременного получения функций нижних, верхних частот и полосовой в трех различных его узлах сочетается с низкой чувствительностью п и Qn к изменению величин элементов пассивной цепи, не превышающей по абсолютной величине 1. Регулировать собственную частоту СОп и добротность Qn можно независимо. Изменение Qn обеспечивается изменением отношения Gg/Gg без какого-либо влияния на соп, регулировка которой выполняется на первом этапе, настройки звена изменением G4 или Gg. Передаточная функция полосового звена на частоте квазирезонанса /СгЧ./п) Gg/G, 2Qn- 1 определяется отношением проводимостей элементов G5 и Gg. Достоинством схемы (ри?. 7.12,г) является возможность получения высокого Qn путем увеличения Gg и, следовательно, рост Qn практически не приводит к увеличению суммарного сопротивления резисторов.

Для определения влияния конечного коэффициента усиления и ограниченной полосы пропускания реального операционного усилителя на добротность полюсов универсального (рис. 7.12,г) звена необходимо записать преобразованные функции (7.101) - (7.103), получаемые на различных этапах синтеза, с учетом формул (6.5) и (6.16). Затем найти зависимость знаменателя функции (7.104) от р. и записать значения нормированных полиномиальных коэффициентов fe/b,.:

b/b, = 1 -Ь (1 -f Gg/Gj/i, + l/i, + l/ig; 0/Ьо = 1 + (Gs GJ Ge/fpgGg (G, + G,)].

, С,0 04(Об+Об) + C.,GAG+Gi)0

(7.109)

. Преобразуя эти выражения с учетом.формулы (7.50), после подстановки их в (7.54) получим выражение (7.100) при условии выполнения соотношений (7.106) и идентичных операционных усилителях. Максимально достижимая добротность полюсов ЗВеца <?n.max= [02Роз/(ро8+

+ ро.ч)- Следовательно, с ростом собственной частоты полюсов будут заметно изменяться свойства звена. Существенным оказывается и влияние на схему (рис. 7.12,г) паразитных емкостей монтажа С„!.. Даже при р->- оо емкость монтажа, воздействующая на неинвертирующий вход операционного усилителя лервого каскада, приводит к повышению порядка характеристического полинома и, следовательно, снижает устойчивость схемы на повышенных частотах. Она же уменьшает при р~> оо реализуемую звеном добротность полюсов примерно в 1 -f С+/С, раз.

Для уменьшения влияния ограниченной полосы пропускания операционных усилителей на свойства схемы можно построрть эквивалентные схемы и отобрать те из них, в которых обеспечиваетсявзаим-ная компенсация частотного влияния активных приббров. Построив на основе эквивалентного преобразования (5.43) соотношеиие

Дц, (3-f-0) (8-f-2), (S-f-0K4+0), (7+0Н6+0) = Дц. (S-f0)(2+8), (7+0)(0+4). (3+0)(6-f-6),

с его помощью переходим от схемы (рис. 7.12, е) к эквивалентноч ей при р-т-оо схеме (рис. 7.12,5). Коэффициенты полинома знаменателя ее передаточной функции , ., ,

1С+, GJC-, + C+,Gi/Cip; + (1.+ Смз/Са) Gjpal.; , b, pCjCj [G4(G5 -f Gg 4- G7x 1 + CZyGfiJCfi) + CG(G + G, + + G7x ,)/Cip, 4-.Cm1Gi (G3 + G, + G+ ,)/C,p, -f CiCGfiJCCii + + {l + Смз/С^) G3 (С, + G, + Gex О/Рз + CM1G3 (Gg -f Gex 3)/CgP3l; b, ; pC [Gfi, (G3 + G4 + G+ , -f CIGgGз/CgGJ -f С^в^ + G,+ + G+ ,) (Gg + G, + Get 1 )/Pa + C-yGG, (G + Gx 2)/CgPg -f . +{C, + C 2) GgG(Gg -b G + Grx ,)/CgPg + (Gg + Gbx 3) Gg (G, +

+ Gfi +Gbxi)/Ps1;

Ьоц. GiGgGg (Gg + Ge -f Gbx 0+ G2G4 (Gl -f- Gbx 2) (G, -b G b Gbx l)/lr

Из этих выражений следует, что даже при использовании идеальных операционных усилителей (р-> оо) характеристический полином схемы (рис. 7.12,5) так же, как и исходной Схемы (рис. 7.12,г) оказывается третьего порядка из-за влияния паразитной емкости монтажа Ct{. Она же совместно cCtxi ограничивает и предельно достижимую звеном добротность полюсов. Этот результат следовало ожидать, так как свойства эквивалентно преобразованных схем с идеальными активными приборами сохраняются неизменными.

Переходя к анализу частотных свойств звена (рис. 7.12,5), можно пренебречь влиянием Gbxi и См/ с целью получения предварительных

оценочных результатов. При этих условиях добротность полюсов схемы

Отсюда следует, что при идентичной паре операционных усилителей Ти,/Хо2- fus/MOs в схеме обеспечивается взаимная компенсация влияния ограниченной полосы пропускания активных приборов на частотные свойства звена. Влияние См- может ухудшить этот полезный результат, по которому схема (рис. 7.12,5) приближается к схемам (рис. 7.11,г,5), однако заметно уступает им по чувствительности к влиянию паразитной емкости монтажа уже при р, оо.

Рис. 7.13. Схема обобщенного избирательного звена

Если просуммировать с необходимыми весовыми коэффициентами напряжения, действующие в различных узлах универсального избирательного звена (рис. 7.12,г),то можно получить передаточную функцию с требуемым расположением нулей. Дополняя это звено вычитающим (см. рис. 6.3,6), получаем схему обобщенного избирательного звена (рис. 7.13). В зависимости от весовых суммирующих коэффициентов это звено реализует обобщенную передаточную функцию второго порядка (7.1) либо один из ее частных видов. При этом передаточные функции на внутренних узлах схемы, связанных с выходами операционных усилителей, соответствуют полиномиальным функциям (7.104). Передаточная функция схемы ,(рис. 7.13) имеет вид

= oX + b)KAP)-% КМ + 3rfe ( +1)С' =

(Оз-Юа)Об Р^С,С, (С, + GsJGio + PC,G, {Cg + Gio) G, + Gfi (G, + G) G, . 0,(08+Gio) PCiCA(G6+G6)+pCA(G3+G4)G6 + GiG2G3(G3-J-G6)

(7.110)

Ее нули располагаются в левой р-полуплоскости. Собственная частота нулей .№„ = YGfifiJCfiGoy й-их добротность

Qh = [(G, + G,)I{G, + Gi ) G,] yCfifiJCfi,.

Регулировки параметров нулей можно выполнить независимо от положения полюсов. Собственная частота нулей Шн изменяется регу-

7 5-1142

лировкойэлементов Gg или О'ю,- после чего изменением G или можно добиться требуемого Qh- При этом чувствительность собственной частоты сОя и добротности Qb нулей к изменению величин пассивных элементов оказывается такой же низкой, как и чувствительность полюсов.

Для реализации мнимых нулей необходимо в схеме (рнс. 7.13) положить Gg= 0. Если, кроме того, принять Gg = G и Gg = G, то схема будет иметь передаточную функцию режекторного звена. Чтобы переместить ее нули в левую р-полуплоскость, достаточно переключить объединенные выводы элементов Gg и Сщна инвертирующий вход операционного усилителя, а его неинвертирующий вход соединить с базисным узлом. Передаточная функция такого звена имеет вид

/С(;,)=-?1±*Х pCiCgGi (ft + Ge) + pC.Gi (Gs + Gi) G, + GGG (G, + Ge)

Чтобы получить, например, характеристику фазового контура, необходимо выполнить условия G5G9 = Ge(G34-G4) и GgGg = G4G10.

Обобщенное избирательное звено (рис. 7.13) имеет такую же высокую чувствительность к влиянию паразитных емкостей монтажа, как и звено (рис. 7.12,5). Однако у него сохраняются и свойства взаимной компенсации влияния частотных свойств активных приборов на добротность при конечном р. Вместе с тем добротность нулей передаточной функции существенно зависит от собственной частоты нулей, так как не удается одновременно обеспечить взаимную компенсацию влияния ограниченной полосы пропускания активных приборов на положение как полюсов, так и нулей передаачэчной функции.

Глава 8

ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ'

i. особенности избирательных усилителей на интегральных микросхемах

Избирательные усилители высокой частоты широко используются в радиоприемных устройствах. Основными требованиями, предъявляемыми к таким усилителям, являются обеспечение необходимой полосы пропускания и подавление мешающих колебаний вне полосы. Избирательные свойства высокочастотных усилителей обычно обеспечиваются применением в них различных резонансных систем. Наиболее часто для этой цели используются одиночные или связанные колебательные контуры, а также фильтры сосредоточенной селекции.

Особенностью высокочастотных избирательных усилителей является то, что форма резонансной кривой и избирательность определяются применяемой в них резонансной системой. Поэтому остальная

часть усилительной схемы не должна оказывать существенного влияния на свойства последней. Во многих случаях на свойства усилителя значительно влияет паразитная внутренняя обратная связь, которая может привести к искажению формы резонансной кривой или к нарушению устойчивой работы усилителя, поэтому необходимо принимать специальные меры по ослаблению паразитной обратной связи.

При построении схем избирательных усилителей резонансная система обычно используется в качестве их нагрузки и элементов межкаскадной связи. Она не входит в состав выпускаемых серийно микросхем и подключается к последним извне.

Хотя для построения избирательных усилителей можно использовать большое количество разнообразных типов интегральных микросхем, наиболее подходящими для этой цели являются каскодные усилители (например, микросхемы К2УС2413, К2УС247, 228УВЗ) или дифференциально-каскодные (например, микросхемы К2УС246. 228УВ2). Каскодное соединение транзисторов обеспечивает существенное ослабление паразитной обратной связи через проходную емкость. Кроме того, каскодные схемы обладают высоким выходным сопротивлением, что позволяет делать более сильную связь резонансной системы с выходом усилителя. По своим усилительным свойствам каскодные и дифференциально-каскодные схемы яляются равноценными. Последние оказываются более удобными при ручной или автоматической регулировке усиления. При этом режим работы первого (нижнего) транзистора остается неизменным, а усиление регулируется перераспределением рабочего тока между плечами дифференциальной пары. Для устранения взаимного влияния цепей сигнала и управления резонансная система включается в коллекторную цепь одного плеча, а регулирующее напряжение подается на базу другого.

Так как частотная избирательность определяется в основном свойг ствами используемых резонансных систем, еерасчет не зависит от типа используемой микросхемы. По решаемой задаче и требованиям, предъявляемым к избирательным усилителям, их можно разбить на следующие группы: узкополосные полосовые усилители с фиксированной настройкой, применяемые в качестве усилителей промежуточной частоты связных и радиовещательных приемников диапазона длинных, средних и коротких волн; широкополосные полосовые усилители с фиксированной настройкой, применяемые в качестве усилителей промежуточной частоты телевизионньк, радиолокационных и других подобных приемников диапазона СВЧ; диапазонные избирательньГе усилители, применяемые в преселекторах широкодиапазонных супергетеродинных приемников.

2. определение избирательности

Исходными данными для определения избирательности усилителей являются необходимая ширина полосы пропускания 2Д/с, допустимая неравномерность усиления в пределах полосы dc. общ и ослабление мешающих станций d . общ. несущая частота которых / отличается от частоты принимаемых сигналов /с на определенную величину.

Узкополосные полосовые усилители должны обеспечивать высокую избирательность от соседних станций, поэтому наиболее типичными для них являются схемы со связанными контурами или с фильтрами сосредоточенной селекции. В случае применения электромеханического фильтра сосредоточенной селекции избирательность усилителя определяется паспортными данными выбранного фильтра и не может произвольно меняться.

Наиболее распространенными и обеспечивающими достаточно высокую избирательность являются усилители с парами связанных контуров. Избирательность этих усилителей наиболее целесообразно рассчитывать методом проб. Для этого следует ориентировочно задаться общим количеством пар контуров п, входящих в состав всего усилителя, определить допустимую неравномерность усиления в пределах полосы, приходящуюся на одну пару связанных контуров, и необходимое подавление мешающей станции одной парой контуров

dl - Tdc. общ i (8 1)

dg = du. общ -

Чтобы упростить настройку связанных контуров при изготовлении и налаживании усилителя, степень связи между ними г) следует вы- бирать не более критической. При более сильной связи форма резонансной кривой папучается.более близкой к прямоугольной, но полоса пропускания при неизменном затухании контуров будет шире. При более слабой связи сужается полоса пропускания, но уменьшается коэффициент усиления каскада. Наиболее целесообразно выбирать значение степени связи 0,2 < i] < 1. Выбрав степень связи т], определяют относительную расстройку, соответствующую границе полосы пропускания,

Xl = /п^-1-}-УЙ.(1-Ьг])-471 -

и необходимое для обеспечения заданной полосы пропускания затухание колебательных контуров

бэкр = 2A/c/(xJnp),

где /пр - номинальное значение промежуточной частоты; 2А/с - требуемая ширина полосы пропускания всего усилителя.

Если расчетная величина затухания получится слишком малой (бзкв < 0,02), то реализовать его практически трудно. В этом случае следует выбрать более слабую связь между контурами и повторно вычислить Xl и бэкв. Если же таким путем не удается получить конструктивно выполнимое значение затухания, следует выбрать более низкую промежуточную частоту.

После получения приемлемого значения затухания бэкв находят относительную расстройку, соответствующую частоте мешающей станции,

= 2ДД,/(бэкв/пр)

и вычисляют ее ослабление одной парой колебательных контуров

da=l- {1 + Ц'г^х^>Ч{1+Ц').

Если последнее окажется не менее требуемого, которое было вычислено с помощью формулы.(8.1), то выбор числа пар контуров и расчет избирательности можно считать законченными. В противном случае нужно задаться большим числом пар связанных колебательных контуров и повторить весь расчет.

Если использовать усилитель с двугорбой резонансной кривой, степень связи т] следует брать больше критической (т] > 1). Однако для обеспечения заданной неравномерности усиления в пределах полосы пропускания di степень связи не должна превьнйать значения

П d, + Vdl- 1.

При сильной связи между контурами (т) > 1) относительная расстройка должна вычисляться по формуле

х, = 1/г1-1 -f 2TirdF. а ослабление мешающей станции

Р, Широкополосные полосовые усилители обычно используются в качестве усилителей высокой и промежуточной частот приемников СВЧ. Характерной особенностью этих приемников является то, что принима-, емый сигнал имеет широкий спектр, и усилитель должен обеспечить достаточно равно.мерное его усиление. К избирательности по соседнему каналу жестких требований обычно не предъявляют. Поэтому форма резонансной кривой за пределами полосы пропускания не имеет существенного значения.

Так как в усилителях, содержащих биполярные транзисторы, по-лучениеширокой полосы пропускания не вызывает каких-либо затруднений, можно ограничиться применением простейших схем усилителей с одиночными колебательными контурами, настроенными в резонанс. Число каскадов усилителя п.при этом определяется требуемым общим усилением. Для обеспечения заданной общей полосы пропускания 2Д/с при общей неравномерности усиления docvs, эквивалентное затухание каждого контура должно быть

где - резонансная частота.

Если относительная ширина спектра сигнала 2hfjfc не превышает значений 0,2-0,4, то резонансную кривую приближенно можно считать симметричной. В этом случае несущую частоту сигнала следует совмещать с резонансной чатотой усилителя. При большей относительной ширине спектра приходится считаться с асимметрией резонансной кривой. Чтобы граничные частоты полосы пропускания совпали с гра-. ницами спектра усиливаемых сигналов, следует резонансную частоту

fo смещать по отношению к несущей частоте сигнала fc. Необходимое для этого смещение частоты настройки можно вычислить по формуле

/, = /eKl-(2A/c c)V4.

при желании получить резонансную кривую, более близкую к прямоугольной, можно использовать схему усилителя с одиночными контурами и взаимно расстроенными каскадами. Однако в усилителях с биполярными транзисторами такая схема не дает выигрыша в произведении усиления на полосу пропуск?лия, а наоборот, несколько снижает его величину. Это обстоятельство обусловлено тем, что вследствие малых входных сопротивлений транзисторов широкую полосу можно получить без снижения усиления. При расстройке же колебательных контуров относительно средней частоты полосы пропускания усиление усилителя на этой частоте уменьшается.

Диапазонные усилители супергетеродинных приемников входят в состав преселектора, задачей которого является обеспечение избирательности по зеркальному каналу. На избирательность от соседних станций они существенного влияния не оказывают. Только в диапазоне длинных и средних волн приходится считаться с влиянием преселектора на неравномерность усиления в пределах полосы пропускания. Для указанных диапазонов общую допустимую неравномерность усиления dc. общ следует распределить между усилителем промежуточной частоты и преселектором. Вопрос оптимального распределения этой неравномерности является сложным. Поэтому обычрю ограничиваются равномерным распределением ее по всем каскадам, полагая

dl = ydc. общ, {8.2)

где т - число колебательных контуров преселектора; п - число пар связанных контуров усилителя промежуточной частоты.

В целях упрощения -настройки и конструкции приемника диапазонные избирательные усилители выполняют, как правило, с одиночными колебательными контурами. Необходимое число каскадов преселектора и затухание их колебательных контуров целесообразно рассчитывать методом проб. Выбирая одно из рекомендуемых значений промежуточной частоты/ р и задаваясь различным числом контуров преселектора (включая и контур входной цепи), рассчитывают необходимое-затухание колебательных контуров на крайних точках каждого поддиапазона. Для этого вначале определяют граничные частоты /с mm и fc max всех поддиапазонов и вычисляют соответствующую им отн -сительную расстройку контуров преселектора для соответствующих частот зеркального канала

W = 4 (f,p ,) Шс ± /.р)/(/с + 2/ р)]. (8.3)

В формуле (8.3) знаки -f следует брать при использовании верхней настройки гетеродина, а знаки - -при нижней. Далееследует определить минимальное допустимое затухание контуров, исходя из