соображений обеспечения расчетной неравномерности усиления dl в пределах полосы пропускания,

6эквш1п = 2Д/е/(/сУГ=Т)-

На коротковолновых диапазонах допустимое затухание бэкв min получается меньше конструктивно выполнимого значения бэкв ~ 0,02. Поэтому для дальнейших расчетов на этих диапазонах следует принимать бэкв mm == 0,02.

На следующем этапе расчета нужно определить максимальное допустимое значение эквивалентного затухания контуров, которое обеспечивает заданную избирательность по зеркальному каналу. По заданному общему подавлению зеркальных помех da. общ и принятому количеству колебательных контуров преселектора т находят ослабление зеркальной помехи, приходящееся на один колебательный контур преселектора, dsi = тРйэ. общ- Затем для всех расчетных точек вычисляют максимальное допустимое затухание контуров бэкв max = tw/)/dj-1. Все расчеты необходимо проделать, задаваясь последовательно различным числом колебательных контуров преселектора тп = 1; 2; 3; . . . В качестве окончательного требуемого количества этих контуров принимается то значение т, для которого на всех без исключения поддиапазонах рассчитанные величины допустимых затуханий удовлетворяют неравенству -

бэкЕшШ бэкв гаах {8-4)

Реальное затухание используемых в преселекторе колебательных контуров может заключаться в пределах, ограниченных неравенством (8.4). В этом случае гарантируется, что подавление зеркальных помех и неравномерность усиления в пределах полосы пропускания получается не хуже заданных. Число контуров преселектора следует брать возможно меньшим из тех, для которых выполняется неравенство (8.4).

Если число контуров преселектора получается слишком большим и не устраивает по конструктивным или экономическим соображениям, следует выбрать более высокую промежуточную частоту. Наконец, может встретиться случай, когда не удается найти компромисс между условиями подавленця соседних станций и зеркальных помех. Тогда в приемнике необходимо использовать двойное преобразование частоты. Первая промежуточная частота таких приемников выбирается достаточно высокой для обеспечения хорошего подавления зеркальных помех, вторая - низкой для обеспечения высокой избирательности от соседних станций.

3. усилители с одиночными колебательными контурами

с фиксированной настройкой

Интегральные микросхемы, предназначенные для использования в избирательных усилителях, представляют, как правило, функционально законченное устройство, в котором обеспечивается необходимый

режим работы и его температурная стабилизация. Применяемые резо, нансныё системы, способ и величина их связи со входом и выходом микросхем могут быть различными. При этом величина связи будет оказывать влияние на усиление и избирательные сюйства усилителя Активные и реактивные составляющие входной и выходной проводимостей микросхемы вносят в резонансную Систему дополнительные потери и расстройку. Вносимая расстройка должна быть скомпенсирована соответствующим изменением реактивного сопротивления резонансной системы, т. е. настройкой усилителя. Вносимые же потери влияют на эквивалентное затухание колебательных контуров и, следовательно, на их избирательные свойства.

Так как в избирательных усилителях наиболее целесообразно использовать каскодные микросхемы, необходимо отметить основные

Рис. 8.1. Обобщенные принципиальная (а) и эквивалентная (б) схемы избирательного усилителя

их особенности. Прежде всего, в каскодных микросхемах сильно ослаблена паразитная внутренняя обратная связь. Она практически не влияет на работу усилителя и с ней можно не считаться. При правил ь-но выполненном монтаже и экранировке резонансных систем каскодные усилители работают устойчиво. Выходная проводимость (2.33) каскодной схемы оказывается чрезвычайно малой. Приближенно можно считать, что она имеет емкостный характер и определяется коллекторной емкостью выходного транзистора У вых = ~ /оСбк- Входная проводимость каскодного усилителя мало отличается от величины и может быть представлена в виде суммы активной и емкостной составляющих:

1вх = (1 ?пх)-Ь/ Сзх,

что с учетом выражений (2.33) и (1.8) дает iBx = Гб [ 1 -f (сйт)2}/[ГГб + [опП, Свх = т (1 - gryre [ 1 -f {П.

На рис. 8.1, а, б показаны обобщенные принципиальная и эквивалентная схемы усилителя с одиночными колебательными контурами. Здесь коэффициенты включения Pi и р^ характеризуют величину связи колебательного контура с выходом микросхемы / и со входом микросхемы 2; /?ое=Р/бк-резонансное сопротивление собственно контура без учета вносимых потерь; р = a)oL= l/cOoC-характеристическое сопротивление контура; 6к - затухание собственно контура; COq - резонансная частота; С = С„ + р1Сбк + р1Сьх - полная емкость контура. При заданной частоте настройки усилителя ©о

к при подборе коэффициентов включения р, и полная емкость контура С должна оставаться неизменной. Поэтому, меняя коэф-!фициенты включения, необходимо подстраивать колебательный контур соответствующим изменением его емкости С^.

Избирательные свойстЕа контура определяются суммарной величиной потерь

1 ?акв = (1 ?0.) + (р1/?вх). . . (8.5)

При этом эквивалентное затухание контура

бэкв = P/RsKB = P(l/Roe + PllRrd=- бк + PpllRy. (8.6)

Таким образом, затухание, а следовательно, и полоса пропускания контура зависят от величины связи со входом следующей микросхемы. Усиление усилителя на резонансной частоте

IT 1

Ко= 151/?экгЛРа, (8.7)

где S= So/KT+K--модуль крутизны на рабочей частоте.

Так как от коэффициента включения рцс. 8.2. Схема усилителя с ин-/ji зависит только .усиление, го его целе- дуктивной связью сообразно выбирать возможно большим.

Часто.используют непосредственное подключение, контура к выходу микросхемы, при котором р^- 1. Меньшее значение коэффициента включения Рх можно оправдать только желанием уменьшить влияние выходной емкости Сбк на настройку контура или соображениями .выбора такой конструкции элементов связи, при которой нельзя получить pi= 1, например при использовании индуктивной связи (рис. 8 2).

При непосредственном подключении контура к выходу {pi= I), определив из выражения (8.6) необходимую для получения заданной полосы пропускания величину

/Оа-Иадр) (бэкв-б„) = 1/(7?вх/экв) [(бэкв-б )/бзкв], (8.8)

можно получить для коэффициента усиления следующее выражение:

Ко=15/?экв/?вх[(6экв-6к)/6экв]. (8.9)

в этих формулах т)к = (бэкв -ёк)/бэкв представляет собой КПД колебательного контура, выполняющего роль элемента связи между каскадами.

В узкополосных усилителях, особенно в диапазоне коротких волн, получающаяся полоса пропускания часто оказывается шире необходимой ее величины, В целях максимального увеличения избирательности таких усилителей приходится затухание бэкв делать возможно меньшим. Однако во избежание значительного снижения усиления каскада, вызьшаемого падением КПД. колебательного контура, следует брать полное затухание бэкв > 1,25 б .

При заданной полосе пропускания, которая определяет необходимое затухание бэкв, и при конструктивно реализуемом собственном зату. хании контура бк обеспечиваемое каскодной микросхемой усиление определяется ее крутизной S и входным сопротивлением, а также эквивалентным резонансным сопротивлением нагруженного контура. Использование колебательного контура с большим характеристическим сопротивлением f) обеспечивает увеличение эквивалентного резонансного сопротивления Rskb и соответствующ,ее возрастание усиления каскада.

Рис. 8.3. Принципиальные схемы одноконтурных избирательных усилителей с индуктивной (а), емкостной (б) и двойной индуктивной (в) связью, а также конструкция контурной катушки и катушек связи на феррйтовых кольцевых сердечниках (г)

Аналогичный результат можно получить и при использовании индуктивной связи контура со входом следующей Микросхемы (рис. 8.3,й). Для устранения потегн> полезного сигнала на индуктивном сопротивлении катушки связи индуктивность последней должна выбираться минимальной при максимальном кокструктивно выполнимом коэффициенте связи между катушками. Обычно катушка связи состоит нз нескольких Биткоа, расположенных непосредственно поверх катушки колебательного контура. Если ввести обозначение M/L = /72,то полученные выше формулы оказьш-ются справ^ливыми и для этого варианта схемы.

На рис. 8.3,6 показана практически удобная схема с емкостной связью контура со входом следующего каскада. Коэффициент включения со стороны следующей микросхемы определяется соотношением

Pi - со,С,/?../У1 + [о, (С, + Q + Св,) R]\ (8.10)

В узкополосных усилителях выполняется условие

(8.11)

при котором выражение (8.10) упрощается и приближенно может быть представлено в виде

р,С,/(С, + С, + Сз.). (8.12)

Необходимая емкость

С, ( 1 /©о^?вх>1/ [2C\R../(бэкв - 6 )] ~ 1 ~ С,х.

Максимальная возможная величина связи со входом в схеме рис. 8, 3,6 получается при 0= О, что дает

Р2 max Ci/(Ci+Ce.). (8.13)

Если необходима гальваническая развязка колебательного контура от цепей питания микросхемы, можно использовать схему с двойной индуктивной связью (рис. 8.3,е). При малых индуктивностях катушек связи, что необходимо для снижения потерь полезного сигнала на их индуктивных сопротивлениях, коэффициенты включения контура определяются соотношениямр:

где 1к = Ьк1 + 1к2 - полная индуктивность колебательного кок-тура.

- В рассматриваемом варианте схемы необходимо устранить прямую, связь между катушками LcbI и Lcb2, так как в противном случае передача колебаний будет происходить без участия колебательного контура и резко ухудшится избирательность. Для этой цели удобно катушку контура разделить на две части (как показано на рнс. 8.3, ) и катушки связи соединить отдельно с каждой из этих частей. При выполнении контурных катушек на кольцевых ферритовых сердечниках можно применить конструкцию, показанную на рис. 8.3,г. Здесь катушка колебательного контура наматывается на двух смещенных относительно друг друга кольцах, а катушки связи размещаются отдельно на каждом из колец. Это практически полностью устраняет взаимоиндукцию между катушками -связи. В крайнем случае, при нс-пользсшанин контурных катушек без замкнутых сердечников, катушки связи следует располагать с противоположных сторон контурной катушки так, чтобы расстояние между ними было возможно большим.

При построении широкополосных избирательных усилителей на интегральных микросхемах необходимое расширение полосы пропус-, кания достигается простым увеличением связи со входом следующего каскада. При этом одновременно возрастает и КПД контура, который становится близким к ji = 1. Необходимый коэффициент включения можно подсчитать по формуле р^та V Rbxxb/P, а усиление - по формуле

Ко - 151 (/?Bx/ft) = 1S iKp/?bx/6s b. (8.14)

Из выражения (8.14) следует, что хотя расширение полосы пропускания усилителя и сопровождается снижением резонансного усиления,

уменьшение- усиления происходит медленнее, чем расширяется полоса пропускания. Если гюследняяотсчитывается на уровне 0,7, то добротность усилнтеля, равная произведению усиления на полосу пропускания . .

D = Ко2Д/о,7 = IS 11/2Д/о.7/?вх/2яС .

увеличивается с расширением полосы. Кроме того, для увеличения добротности целесообразно уменьшать полную емкость контура С, соответствующим образом увеличивая его индуктивность.

В случае применения в широкополосных усилителях схемы с емкостной связью (рис. 8.3,6) при максимально возможном коэффициенте включения (8.13) значение полосы пропускания оказывается

2Д/о,7 - CJ[2n{Ci + Св,)/?вх].

Она достигает предельно возможного в данном случае значения при Ci= Свх и составляет

2Д/0.7 та? = 1/(8лСв^/?вх) [grc + ( оТ)2]/(8лт).

при пользовании этой формулой следует помнить, что рабочий' интервал частот современных микросхем соответствует значениям оХ < 1. Кроме того, на очень высоких частотах Свх снижается до значения паразитных емкостей монтажа, что не позюляет выбрать емкость контура Ci= Свх. Если это условие не выполнено и емкость Ci сделана равной минимальному конструктивно выполнимому значению

Cimtn. то

2Д/о,7тах= 1/(2яС, i /?Bx).

Для построения избирательных усилителей можно использовать подходящие по диапазону рабочих частот интегральные каскодные микросхемы. В качестве примера рассмотрим построение одноконтурных усилителей на интегральной микросхеме К2УС241 (рис. 8.4,аУ. Несколько вариантов включения этой микросхемы при разных способах выполнения межкаскадной связи показаны на рис. 8.4,6-г.

На рис. 8.4,6 показан типовой вариант включения микросхемы с подачей на базу транзистора VT1 смещения от дополнительного источника с ЭДС £см==3 В + 5 % , предусмотренного ее паспортным режимом работы. Здесь же показан вариант индуктивной межкаскадной связи с помощью катушки связи Lce- Так как в состав микросхемы элементы развязывающего фильтра не входят, они должны включаться как внешние навесные элементы.

Питающее напряжение в этом вариантёможет выбираться в пределах £ = 5,4... 12 В, ток потребления составляет in< 2 мА. База транзистора VT2 питается от потенциометрического делителя R1, R2 -f R3, а температурная стабилизация обеспечивается действием суммарного эмиттерного сопротивления R-V Rb- Диапазон рабочих^ частот микросхемы составляет 0,15-110 МГц. Крутизна вольт-амперной характеристики на частоте / = 10 МГц получается не менее 25 мА/В, а входное сопротивление /?вх > 150 Ом.

Другой вариант питания микросхемы К2УС241 показан на рис. 8.4,0. В нем используется один источник питания с напряжением Е„ = = 12В + 10 % . Базы обоих транзисторов питаются от отводов общего делителя, образованного резисторами R1, R2 и R4. В эмиттерную цепь включен только резистор R5. В таком включении ток потребления fn < 4 мА, а потребляемая мощность не должна превышать Pnmax - = 50 мВт. На рис. 8.4,е показана схема усилителя с межкаскадной связью с помощью емкостного делителя С/, С2. При этом отпадает не-

еЬ fi> Zo J° 4о 5°

а

3 Рис. 8.4. Принципиальные схемы . каскодного интегрального усилителя К2УС241 {а) Vi одноконтурных усилителей с индуктив-ной (б), ёмкостной CsJ и автотрансформаторной (г) связью на его основе

обходимость в использовании базового разделительного конденсатора микросхемы, и усиливаемый сигнал можно подавать непосредственно к базе транзистора следующего каскада через вывод 2.

В схеме усилителя, показанной на рис. 8.4,г, вместо источника напряжения смещения см. используется напряжение делителя Rt, R2, R3, снимаемое с вывода 7 (рис. 8.4 й) . Оно подается через внешнюю перемычку на выюд базового резистора 5 или непосредственно на базу, на ее внешний вывод 2. Здесь же показан автотрансформаторный вариант межкаскадной связи. Различные варианты межкаскадной связи можно ,г, применять независимо от выбора варианта питания микросхемы.

Аналогичным образом в избирательных усилителях могут использоваться и другие каскодные микросхемы. При необходимости осуществления плавной регулировки усиления удобно использовать дифференциально-каскодные усилители.

4. усилители со связанными колебательными контурами

Основным недостатком усилителей с одиночными колебательными контурами является низкая избирательность. Так как одним из важнейших требований к приемникам диапазона длинных, средних и коротких волн является необходимость обеспечения высокой избирательности, в усилителях промежуточной частоты этих приемников обычно исполь-3jT0TCH каскады с парами связанных контуров или с фильтрами сосредоточенной селекции. Варианты построения таких усилителей могут различаться как типом и способом включения используемых в них интегральных микросхем, так и способом связи колебательных конту-

Рис. 8.5. Принципиальные схемы двухконтурных избирательных усилителей:

о - с индуктивной связью между контурами и автотрансформаторной связью со следующим каскадом; б - с внешней емкостной связью между контурами и емкостной связью со входом следующего каскада; в - с внутренней емкостной связью между контурами и индуктивной связью со следующим каскадом

ров между собой и с интегральными схемами. В этих усилителях так же, как и в одноконтурных, наиболее целесообразно использовать каскодные и дифференциально-каскодные интегральные микросхемы. При этом первичньш контур, как правило, включается непосредственно в коллекторную цепь выходного транзистора микросхемы. Вторичный контур может быть связан со входом следующего каскада точно так же, как и в одноконтурных усилителях (рие. 8.4,6-г). Связь между колебательными контурами может быть индуктивная, внешняя емкостная и внутренняя емкостная (рис. 8.5,а-в). Конструктивно наиболее удобной оказывается индуктивная связь, позволяющая располагать катушки контуров на одном каркасе и помещать их в общий экран.

Проанализируем усилитель с индуктивной свям^ю между контурами (рис. 8.5,0;). Используемую каскодную интегральную микросхему можно упрощенно представить в виде renepaTqja тока SI/ex, который нагружен на первичный контур. Вторичный контур, в свою очередь, нагружен входной проводимостью следующего каскада, которая подключается к контуру с коэффициентом включения р^. Применив к рассматриваемой схеме теорему об эквивалентном генераторе и пересчитав входную проводимость следующего каскада последователь-

но во вторичный контур, получим эквивалентную схему, показанную на рис. 8.6, в которой

Ё = SUJiJwC,}; t/ b=x = yC/oCg). (8.15)

Омическое сопротивление Гд учитывает собственные потери первичного контура, а сопротивление - собственные и вносимые следующим каскадом потери во вторичном контуре.

Составим для эквивалентной схемы (рис. .8.6) систему уравнений

Совместное решение уравнений (8.15) и Рис. 8.6. Эквивалентная схе-(8.16) позволяет получить выражение коэф- ма усилителя со связаиными фициента усиления в комплексном виде контурами

К = PnS уяЖ^2Л{1 + lax) (1 + jx/a) + ц^], (8.17) * где

x=(l/l/6A)d- oV) (8.18)

\.- относительная нормированная расстройка;

Г) = А = M/VLiLAfia (8.19)

- степень евязи между контурами;

-6i/62 = -iP2/(2Pi) . (8.20)

- относительный коэффициент потерь в контурах.

Модуль выражения (8.17) определяет форму резонансной кривой

К

+ -/ (8.21)

откуда Г) = ]/(1/2)(а+ 1/а)- 1 - соответствует критической связи, при которой резонансная кривая имеет плоскую вершину. При меньших значениях резонансная кривая получается одногорбой, а при больших - двугорбой.

Если потери в контурах различаются в два и более раза (а^< 1/2 или 2), то форма резонансной кривой и ширина полосы пропуска.чия в зависимости от степени связи t] могут заметно отличаться от контуров с одинаковыми потерями. Тогда следует пользоваться соотношениями (8.18)-(8.21). Однако в узкополосных усилителях, в которых вносимые в контур потери должны составлять лишь незначительную часть его собственных потерь, коэффициент потерь а обычно мало отличается от единицы. Поэтому при анализе и расчете узкополосных усилителей со связанными контурами допустимо пользоваться более простой формулой, полученной для контуров с одинаковыми потерями

y = (i+ n)/V{l + г)-л;) + 4х^, приняв бэкв к 6Л-Выше при определении частотной избирательности, и было ис-- пользовано указанное приближение.

Усилители со связанными контурами наиболее часто используются в качестве усилителей промежуточной частоты приемников диапазона длинных, средних и коротких волн, которые, как правило, имеют систему автоматической регулировки усиления. Для осуществления плавной и достаточно глубокой регулировки усиления в них целесообразно использовать диффёренциально-кйскодные интегральные микросхемы. Одно плечо выходной части такой схемы используется для включения нагрузки в. виде связанных контуров, а на базу транзистора другого плеча подается регулирующее напряжение АРУ. При этом происходит перераспределение постоянного и переменного токов между плечами балансной части схемы. Изменение тока нагруженного плеча приводит к плавному изменению его крутизны, в результате чего и происходит регулировка усиления. Достоинством этого способа является то, что ток и нагрузка нижнего транзистора при регулировке остаются неизменными.

В качестве примера рассмотрим построение каскада избирательного уси лителя на микросхеме 228УВ2, принципиальная схема которой показана на рис В.7,а. В типовом режиме микросхема питается от двух источников с напряжени ем 6,3 В и Е^ - 5,7 В. Ток потребления составляет = 3,1 ... 4.6,мА В микросхеме использованы транзисторы 2Т307Б (VT1) и 2Т307Г {VT2 и VT3)

Выход

Рис. 8.7. Принципиальные схемы дифференциально-каскодного интегрального усилителя 228УВ2 {а) и регулируемого двухконтурного усилителя {б) на его основе

Номинальные сопротивления резисторов и допустимые для них мощности рассеяния приведены в табл. 11. Типовое включение микросхемы в усилитель noil. Резисторы микросхемы 228УВ2