казаио на рис. 8.7,6. В таком включении температурная стабилизация режима осуществляется резисторами R2, R4, R5; смещение на базу первого транзистора подается с делителя Rl, R3. Параллельно соединенные резисторы R6 и, R7 используются в качестве сопротивления развязывающего фильтра. Первичный ковтур включен непосредственно в коллекторную цепь транзистора VT2, база которого соединена с корпусом, образуя каскодиое включение этого плеча. Разделительный, эмиттерный конденсаторы и конденсатор развязывающего фильтра подключаются извне в виде навесных элементов. При отсутствии уп рав-ляющего напряжения на базе транзистора VT3 коллекторный ток транзистора VTI распределяется поровну между транзисторами VT2 и VT3. В этом случае крутизна транзистора VT2 рабочего плеча равна половине крутизны транзистора VT3. Подавая на базу транзистора VT3 положительное управляющее на- пряжение Uy p, можно перераспределить токи транзисторов VT2 и VT3. Ток транзистора VT2 при этом будет уменьшаться. Соответственно уменьшите его крутизна, а .следовательно, и коэффициент усиления. Недостатком типового включения является то, что в исходном состоянии не используется половина переменной составляющей тока транзистора VT3, так как она.распределяется поровну между рабочим и регулирующим плечами. В результате усиление достигает только половины максимально возможной величины. Устранить указанный недостаток можно, подав на базу транзистора VT2 начальное положительное смещение такой величины, при которой транзистор VT3 окажется закрытым. Тогда весь полезный ток в исходном состоянии будет протекать Рис. 8.8. Схема подачн только через транзистор и нагрузку. Смещение исходного смещения на на базу VT2 можно подать с помощью внешнего по- базу тенциометрического делителя, схема включения которого показана на рис. 8.8. Подбором сопротивлений плеч этого делителя можно ие только полностью использовать усилительную способность микросхемы, но и обеспечить задержку работы АРУ. Напряжение задержки будет

ч тем выше, чем больше положительное смещение подано на базу транзистора VT2. Регулирующий транзистор КГЙ начнет] открываться только тогда, когда напряжение АРУ приблизится к величине этого начального смещения.

На схеме рис. 8.7,6 показан вариант использования контуров с индуктивной связью и с емкостным делителем на входе следующего каскада. Связь между контурами и со входом следующей микросхемы может быть выполнена лю-

, бым способом. Усилитель с регулировкой усиления по этой схеме можно также выполнить и с одиночным колебательным контуром.

5. диапазонные избирательные усилители

Диапазонные избирательные усилители используются в тех случаях, когда необходимо осуществлять усиление сигналов, имеющих различные несущие частоты. Главным образом эти усилители используются в преселекторах супергетеродинных радиоприемников. Для упрощения конструкции и настройки контуров на нужную несущую частоту диапазонные усилители выполняются, как правило, с одиночными колебательными контурами. Особенностью их является наличие элементов, обеспечивающих настройку колебательных контуров на нужную частоту при управлении настройкой всего приемника одной ручкой. Особенностью их работы является также и то, что при перестройке колебательных контуров определенным образом меняются основные качественные показатели: полоса лропускания, избирательность и усиление.

В диапазонных усилителях могут использоваться- те же интегральные микросхемы, что и в усилителях с фиксированной настройкой, так

как колебательные контуры и все органы их настройки подключаются извне. Плавная перестройка колебательных контуров в большинстве случаев достигается с помощью конденсаторов переменной емкости, а переход с одного поддиапазона на другой - путем переключения контурных катушек индуктивности.

Коэффициент усиления каскада и в этом случае определяется соотношением (8.8). Разница состоит лишь в том, что при перестройке резонансной системы по диапазону будут меняться величины R,, S, а в некоторых случаях и При использовании каскодных схем коэффицФ[ент включения pi, как правило, берется равным единице, т. е. используется непосредственное включение контура в коллекторную Ъ^епь. Исключение может представлять только случай индуктивной

Рис. 8.9. Принципиальные схемы диапазонных усилителей с ивдуктивной (а) и емкостной (б) связью

связи контура с выходом микросхемы, обеспечивающий гальваническую развязку контура от цепей питания.

На рис. 8.9 показаны схемы диапазонных усилителей с индуктивной и с внутренней емкостной связью контура со входом следующего каскада. Эти варианты схем различаются характером измекения коэффициента усиления и полосы пропускания по диапазону при' перестройке колебательного контура. В случае индуктивной или автотранспортной связи контура со входом следующей микросхемы (рис. 8.9,а) для коэффициента усиления с учетом выражения (8.6) можно записать

Kc>=\S\pJ[{l/R,e)+{pl/R..)]-

(8.22)

При анализе полученного соотношения могут встретиться два случая: минимальное затухание ограничивается требованием обеспечения заданной полосы пропускания; минимальное затухание ограничивается конструктивными возможностями выполнения колебательного контура с малыми потерями.

Первый случай обычно имеет место в диапазоне длинйых и средних волн. Здесь наиболее тяжелым оказывается требование обеспечить заданную полосу пропускания на низшей рабочей частоте. Поэтому необходимое затухание должно определяться и обеспечиваться на низшей частоте каждого поддиапазона. Обеспечивается -это соответствующим подбором, коэффициента включения р2(8,8),который должен рассчитываться на низшей частоте. При этом следует учитывать, что -современные микросхемы на длинных и средних волнах работают прак-

тически безынерционно. На этих частотах следует принимать]S =

= 5о и /?вх= l/g.

Так как при настройке колебательного контура переменным конденсатором его собственное затухание бк остается почти постоянным, перестройка усилителя с индуктивной связью по диапазону будет сопровождаться значительным изменением его полосы пропускания

2А/0.7 6экв/о = 6к/о + 2nplflLg fa 2nplflLg.. (8.23)

Коэффициент усиления

Ко = pSoLlib + plaLg) So/Pig

будет оставаться практически неизменным.

При работе на высоких частотах, коГда минимальное затухание' ограничивается конструктивными возможностями {втсфой случай), эквивалентное затухание бэкв целесообразно выбирать, исходя из условия бэкв = (1, 2 ... 1,5)6, а необходимый коэффициент включения р2 (8.8) определять на высшей рабочей частоте поддиапазона. При таком выборе связи полоса пропускания

2Afo.76.fo (8.24)

будет изменяться примерно пропорционально рабочей частоте, а не ее квадрату, как в первом случае. Только вблизи высшей рабочей частоты изменение полосы пропускания получится несколько большим, чем следует из выражения (8.24). Изменентге усиления по диапазону определяется соотношением

/Co = ftW/6KFl+(fi)eT).

Схема с внутренней емкостной связью (рис. 8.9,6) отличается от предыдущей тем, что при перестройке колебательного контура конденсатором переменной емкости Ск меняется не только резонансная частота и резонансное сопротивление, но также и величина связи со следующим каскадом. Максимальная связь получается при максимальной емкости переменного конденсатора Ск, т. е. на низшей частоте поддиапазона. При повышении рабочей частоты, которое достигается путем уменьшения емкости конденсатора Ск, уменьшается также связь со вторым каскадом. Этим снижается шунтирующее действие его входного сопротивления и уменьшаются вносимые в контур потери.

Резистор RcB оказывается включенным параллельно конденсатору связи Сев. Его сопротивление должно выбираться так, чтобы оно пре-вьш1ало в несколько раз входное сопротивление следующего каскада.

Используя выражение (8.10) и заменив в нем Ci емкостью переменного конденсатора Ск, для эквивалентного затухания получим

бэкв бк + ШоСк/?Ек/[1 + (0>оСЯвхП,

где С2 = Ск-ЬСсв-ЬСвх.

Из этого соотношения следует, что при перестройке колебательного контура коденсатором переменной емкости Ск эквивалентное затухание бэкв меняется немонотонно по сложному закону. При выпол-

нении условия {8.11) эта зависимость несколько упрощается и принимает вид

Полоса пропускания получаегся

2 А/о.7 = 6skb/o = б Jo + I /1(2) flClLR ,..] и изменяется по диапазону немонотонно, принимая на частоте

/о1 = 2/(6,<CLi?Bx) (8.25)

минимальное значение

- 2A/o.7min - 4 VClLRs.). (8.26)

Если этот минимум окажется в пределах рабочего поддиапазона, то, приравнивая выражение (8.26) требуемой величине полосы пропускания, можно определить необходимую суммарную CMKocfb. связи

Сз = 6,J4 1/2 (2А/о,7) LR . (8.27)

Подставив значение Cs в выражение (8.25), можно уточнить частоту, на которой nojioca будет минимальной и равной заданной величине:

/о1 = (2М)(2А/о.7/бк). (8.28)

На том поддиапазоне, в пределы которого попадает Частота/а^, расчет связи со следующим каскадом должен производиться с помощью выражения (8.27). Для более низкочастотных поддиапазонов (у которых /о1>/ошгх) необходимая суммарная емкость связи должна рассчитываться на высшей частоте каждого из них

Се 1/Y(4lRb i8sK.-~K.).

Ддя высокочастотных поддиапазонов (у которых /oi < /omir,) расчет должен вестись по этой же формуле, но уже на низшей рабочей частоте.

Коэффициент усиления (8.22) усилителя с внутренней емкостной связью (рис. 8.9,6), вследствие зависимости коэффициента включения р2 (8.13) от рабочей частоты, сильно меняется по диапазону:

Ko = \S l/lcOo (Сев + Свх) бк + l/[alL (Сев + Свх) /?вх]1.

проделанный анализ показывает, что применять внутреннюю емкостную связь со следующим каскадом в диапазонных усилителях целесообразно только на тех поддиапазонах, на которых частота минимума полосы пропускания /щ (8.28) выше рабочего интервала частот или Попадает в его пределы. Тогда удается получить слабую зависимость полосы пропускания от изменения настройки и обеспечить высокую избирательность в пределах поддиапазона. Если же/oi оказывается ниже диапазона рабочих частот, то полоса пропускания будет в основном определяться собственным затуханием кол^ательного контура 6 . Неравномерность усиления по диапазону в этом случае получится большой.

j2. Резисторы микросхемы-228УВЗ

В качестве примера рассмотрим применение в диапазонном усилителе интегральной схемы 228УВЗ (см. рис. 2.7,а). В типовом режиме она питается от двух источников с напряжением Е^,= = 6,3 В и Е^ = -5,7 В, ток потребления ! = 3. .. 4,6 мА. Номиналы используемых резисторов и допустимые мощности рассеяния приведены в табл. 12. В микросхеме использованы транзисторы 2Т307Б {VT1) и 2Т307Г (VT2).

На рис. 8.10 показан вариант построения диапазонного усилителя с индуктивной связью со входом следующего каскада. Блокирующие конденсаторы и конденсатор развязывающего

фильтра подключены к микросхеме извне. В качестве сопротивления развязы вающего фильтра использованы резисторы R6 и R7 микросхемы.

Рис. 8.10. Построение диапазонного усилителя на микросхеме 228УВЗ

Глава 9 . ,

ШИРОКОПОЛОСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ 1. CXEiytbl УСИЛИТЕЛЕЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ

Для построения широкополосных усилителей и усилителей импульсных сигналов наиболее подходящими являются гибридно-пленочные ин-тегральные микросхемы серий 228 и 265, а также полупроводниковая микросхема К175УВ4. Чтобы получать требуемую полосу пропускания или заданные параметры переходной характеристики, в них необходимо применять отрицательную обратную связь (ООС). Хотя широкополосные усилители можно вьшолнять на обычных однокаскад- . ных и двухкаскадных усилителях, более удобно использовать для этого дифференциальные, каскодные и дифференциально-каскодные схемы.

Дифференциальный усилитель с параллельной обратной связью. Преимуществами такого усилителя являются простота температурной стабилизации режима работы, значительно меньшие величины ем-костей блокирующих конденсаторов и более широкие возможности построения петли ОС с использованием инвертирующего выхода. Если усиливаемый сигнал подавать несимметрично на один его вход, а второй вход закоротить по переменному току на корпус, то соответственно на первом выходе получится инвертированный, а на втором, - неинвертированпый сигналы. При этом инвертированный сигнал мож-i но использовать для подачи ООС, а в неинвертирующий выход вклю-.

чить нагрузку и снимать с него усиленное напряжение. Такое разде-ление цепей ОС и нагрузки при практически идентичных выходных токах создает значительные удобства построения цепи ОС независимо от нагрузки.

На рис. 9.1,а показана упрощенная схема дифференциального каскада с параллельной ОС по инвертирующему выходу, справедливая для переменных составляющих токов. Для полного учета действия ОС, в соответствии. с изложенным в гл. 5, необходимо определить сквозной коэффициент усиления. Так как выход транзистора по своим свойствам близок к свойствам генератора тока, удобно предшествующий каскад (или источних сигналов) представить также в виде генератора тока /о с внутренней проводимостью Yc и определять сквозной коэффициент усилешя по току

ксобщ = /вых с. S мргогокаскадных усилителях внутренней проводимостью источника сигналов будет выходная проводимость предшествующего каскада, которую приближенно можно считать

С2±

Рис. 9.1. Упрощенная прииципиальиая схема дифференциального усиТштеля с параллельной ОС (а) и соединения элементов нагрузки Zj (б)

Yc + /(о5о/-бСск/(1 + /(ОТ).

(9.1)

Воспользовавшись системой уравнений (2.34), дополнив ее уравнениями для входа и выхода

U,Yc = /е - /i -Ь (О, - и,) О, - (9-2)

использовав обозначения (2.38), после выполнения необходимых преобразований и пренебрежения малыми слагаемыми окопчательно получим

кгобщ = - S/[2 {Yc + FO +Y + SZYxb (9.3) Желаемый эффект расширения полосы и коррекции характеристик удается получить подбором элементов цепи ОС Yi и Z. Если в качестве нагрузки использовать цепь, показанную на рис. 9. 1, б, а в качестве проводимости Yi применить резистор {Yi- i/Ri), то после подстановки в выражение (9.3) этих значений и развернутых выражений параметров транзисторов окончательно найдем

К, К

1 + ix (I + bki + Ы + {[xV h +

где

;c = (йтв = 0) (т/Гб + 2x/R -f 25оГбСбк) R: b = (2 ?+ g) э; \ = (Ca/?a -b CR + CRyix = CRJx, = CRzhb-

(9.4)

(9.5)

Наиболее простой вариант получается при чисто активной цепи ОС что нолучается при С2г=Са= 0. Тогда частотная характеристика принимает простейший вид

кшбщ/КсОобщ 1/0+}х), (9.6)

и полоса пропускания на уровне 0,7 fво,7 = 1/2яТе.

Представляет практический интерес случай, когда * нагрузка состоит из параллельно соединенных резистора и конденсатора Са, что соответствует = 0. Тогда в выражение (9.4) следует подставить Аз= О, после чего получим .

1общ 1 + ixki

Соответственно и ki = CRz/is- Определив квадрат модуля (9.7)

гОобщ

1 + хч;

J, (9.8)

l+x4{\+bki)-2ki] + xK

можно найти условие получения оптимальной частотной характеристики ki - {I + bkj) - 2fej, откуда

feionr = [ - 1 + VI -Ь(1 +Ь)/(1 -b)]/(l +Ь)та 0,414 + 0,293Ь, (9.9)

. и вычислить ширину полосы пропускания на уровне 0,7

, Fj = (1/2ятв) 1/ 1/2-Ь 1/ опт + А1опт/8. (9.10)

При достаточно глубокой ООСв выражениях (9.4)-(9.10) можно пренебречь членом, содержащим коэффнциенг Ь, считая b =0.

Каскодный усилитель с последовательной ОС. На рис. 9.2,а показана упрощенная схема каскодного усилителя, справедливая для пфеменных составляющих токов. Так же, как и в предыдущем случае, источник сигналов можно представить в виде генератора тока с внутренней проводимостью Fc и определить сквозной коэффициент усиления по току. Вследствие малости величины выходной проводимо-. сти каскодного усилителя (2.33) для многокаскадных схем приближенно можно считать, что выходная проводимость предшествующего каскада состоит из параллельно соединенных коллекторного нагрузочного резистора/?к и суммарной паразитной емкости монтажа Сп, т. е.

I Fc =! ?.< +/(оСп. (9.11)

Используя уравнения токов эквивалентного транзистора (2.2), обозначения (2.33) и дополняя их уравнением второго закона Кирхгофа для входной цепи усилителя

/вх (1/Fc + 1/У + Z,) + U,Z, = ic/Fo (9.12)

получаем выражение сквозного коэффициента усиления по току

Kio6u,= S/lYc+Y + (S+Y)ZoYc]. (9.13)

в случае, когда цепочка ОС составлена из параллельно соединен, ных резистора и конденсатора (рис. 9.2,6), после подстановки в выра. жение (9.13) значения (9.11), полного сопротивления Zo, развернутых параметров транзисторов и пренебрежения малыми слагаемыми окончательно получим

юбщ

где л: = сотв = со [т/ге + С„{1 + SR)] R; b, = (l/R + g) R; &2 = (t + СпГб)/[т + C fб (1 + SoRo)\\ Hi = CRJt; h =

(9 И) (9.15)

Рис. 9.2. Упрощенная принципиальная схема каскодного усилителя с последовательной ОС fa) и схема цепи ОС {&)

Рис. 9.3. Упрошенная принципиальная схема каскодного усилителя с параллельной ОС {а) и схема цепи ОС Гб)

Представляет практический интерес частный случай, когда постоянная времени цепи обратной связи выбрана равной постоянной вре-иени выходной проводимости (9.-11): То= CoRo= CuRk тогда

(9.16)

где Х = Шв = (0 (Т/Гб + Сп) Ra.

Каскодный усилитель с параллельной ОС. На рис. 9.3, а показан вариант упрощенной схемы каскодного усилителя с параллельной ОС, снимаемой непосредственно с нагрузки. Поступая аналогично пре-

дыдущему и учитывая, получаем

что для каскодной схемы Ко IJRk и К„= Y,

Ксобщ == Sf(Yc+ Y + Yi+ SZiiYi)-

(9-17)

Если проводимость ОС Y выполнена в виде параллельного соединения резистора R1 и конденсатора С/ (рис. 9.3.6), выражение частотной характеристики принимает вид

К

1общ

.собщ ~ U + iHl + ki) + h\

(9.18)

, Б котором - . . , . . -

jc = (ot =2t(1/7?;,+ 1/гб)/?э; l/?s-l ?K+g+(l ?i)(l + Ко); \ KoSoRKKl-gRu); с=(1 + /?к/гб)/(1 + bRk); kxC,(l + /Со)/[2т+ 1/Гб)];

(9.19)

. Оптимальная частотная характеристика получается при условии

1опт = КМ2Т^-1. (9.20)

при выполнении которого полоса пропускания получается примерно /во.7= 1/2зхТв. Хотя полоса пропускания определяется соотношением, . аналогичным полученному для усилителя с простейшей частотной характеристикой, в действительности выигрыш по полосе имеет место, так как в последнем случае величина Тв (9.19) оказывается меньшей по сравнению с (9.5) для дифференциального усилителя и с (9.15) для каскодного усилителя с последовательной ОС.

В частном случае при выборе проводимости ОС Fi пропорциональной проводимости нагрузки Yi = /7/Z , где р-постоянное число, меньшее единица, частотная характеристика приобретает простейший вид (9.6), а постоянная времени становится

Те = т(1/ +1/Гб)(1+р)/[(1/?н + )(1+Р)4-р5о]. (9.21)

Дифференциально-каскодные усилители. Применение интегральных микросхем дифференциально-каскодных усилителей не дает каких-либо дополнительных преимуществ в получении передаточных функций сложной формы или в повышении добротности усилителя D == KoFko,7. Однако в них обеспечивается более жесткая стабилиза- ция рабочего тока и более высокое динамическое сопротивление в це-. пи эмиттеров дифференциальной пары. Их с успехом можно применять для построения дифференциальных или каскодных усилителей, аналогичных рассмотренным, а также для усилителей с регулировкой коэффициента усиления. В дифференциальном усилителе такую регулировку можно производить изменением постоянного тока нижнего транзистора; в каскодном - перераспределением постоянного тока между верхними транзисторами. Однако в усилителях со сложной передаточной функцией при регулировке усиления будет меняться и форма последней.

2. переходные процессы в широкополосных усилителях

Для оценки искажений усиливаемых сигналов в широкополосных уси-, лителях важное значение имеет характер происходящих в них переходных процессов и определение основных параметров последних. Все рассмотренные выше схемы широкополосных усилителей в общем виде описываются передаточными функциями не выше 3-го порядка

- = П -f Агх^ + {imii + bjx + ЦхУ + bsijx)% (9.22)

квадрат модуля которой в случае п-каскодного усилителя приводится к виду

IЛ1 2 = (1 + А^х^ + Axyil + В^х^+ В^х^ + В^х% (9.23) где Л j = а? - 2а^, А^ = а|; Bi=b\ - 2b2, Bbl - 2Ьфз, 3= bl

(9.24)

Умножив (9.23) на ж и в соответствии с (3.17) взяв производную по X, получим уравнение

(2 - 1) ЛдВз +-i(4ft - 1) Л^Вз- А^Вд] +

+[i6n-~l)Bs + (2n-l)AiB2-{2n + l)A2Bi]xf- (9.25)

- Ц4п+1) Л^ + Л1В1- (4 - 1) В,] ж*-1(2п+1) Л1-(2п - 1) В^] х^=0,

наименьший положительный корень которого Xi позволяет вычислить нормированные значения параметров переходной характеристики

Uy=fy/TB= 1,85/a;i; Vs= =-ф(л:1)/а;1 ие = (1/2)[(4/я)Л1 (;fi)-IJ.

В частности, для усилителей с простейшей передаточной функцией вида (9.6) из уравнения (9.25) получаем хЦ2п - 1) - 1 = О, откуда

Xl = 1/1/2П- 1; Uy = l,85V2n~ 1; 03= nl/2n - 1 arctg(l/l/2n-l).

Естественно, что выбросы переходной характеристики в таких усилителях отсутствуют.

Для усилителей с передаточной функцией второго порядка, которая определяется для одиночрого каскада выражением (9.7), при достаточно глубокой ООС можно пренебречь малым и слабо влияющим . на окончательный результат слагаемым bk. Тогда, в соответствии с выражениями (9.22) - (9.24),

kl{2n~l)x<+2ki{2n-l+ki)x- - Ц1 - fei) + 2ft [kl + 2fej- l)]x~l=0.

(9.26)

Вследствие того что в общем виде корень этого уравнения выражается чрезвычайно громоздко, в табл. 13 прию.дят<;я результаты численных расчетов значений Xi и соответствующих им величин времени уста-нсизления и выброса для различного числа каскадов и значений к^.

13. Зависимость параметров переходного процесса от числа каскадов